一种llc
谐振变换器的控制方法以及控制装置
技术领域
1.本发明涉及开关变换器控制领域，尤其是涉及一种llc谐振变换器的控制方法、控制装置及llc谐振系统。
背景技术：
2.由于llc谐振电路可以实现开关管的零电压开关(zvs)以及准零电流开关(zcs)，因此常常用于高频高功率密度变换器中。当开关频率偏离谐振频率时，zcs就无法实现，偏离谐振频率越远，原边开关关断时的电流越大，效率也会越低，因此，采用常规控制方案的llc存在输入电压范围较窄的问题。
3.milanm.在论文《on-the-fly topology-morphing control efficiency optimization method for llc resonant converters operating in wide input-and/or output-voltage range》中，对传统llc拓扑，采用半桥——全桥切换的方案，使得llc可实现最高输入电压与最低输入电压的比值为4:1的宽输入电压工作，论文中采用桥臂mos管驱动占空比渐变的方式，使得变换器可以在全桥和半桥之间平滑切换。但论文中的频率变化范围较大，最低工作频率约为最高工作频率的1/4，不利于小型化设计。
4.请参考图1，图1为现有的llc谐振变换器的电路图，该llc谐振变换器在相同的输入电压范围内，工作频率范围会比传统没有设置钳位支路的llc谐振变换器窄。为了解决该问题，公开号为cn110768535a，名称为《一种变拓扑llc谐振变换器的宽增益控制方法》的中国专利中公开了一种llc谐振变换器的宽增益控制方法，该控制方法通过对llc谐振变换器采用以下工作
模式以提升效率：低压输入时，llc谐振变换器工作于全桥pfm模式；中压输入时，llc谐振变换器工作于全桥pwm模式；高压输入时，llc谐振变换器工作于半桥pwm模式，控制方法示意图如图2所示。该控制方法虽然可以拓宽llc谐振变换器的输入电压范围，但在中高压输入时，llc谐振变换器工作于全桥pwm模式，其工作效率依然偏低，并且该专利中没有涉及到全桥模式与半桥模式之间切换控制方法，怎样在各模式切换时保持过欠冲在合理范围，相应的控制方法有待研究优化。
技术实现要素：
5.有鉴于此，本发明提供一种llc谐振变换器的控制方法、控制装置以及llc谐振系统，使得llc谐振变换器在全桥模式与半桥模式之间切换过程平滑无过冲，不会引起输出电压跳变。
6.本发明所采用的技术方案如下：
7.一种llc谐振变换器的控制方法，llc谐振变换器包括逆变电路、llc谐振电路、变压器以及副边整流滤波电路，逆变电路由四个开关管组成，包括开关管q1、开关管q2、开关管q3和开关管q4，开关管q1的漏极连接于开关管q3的漏极和输入电压的正端，开关管q1的源极连接于开关管q2的漏极，开关管q3的源极连接于开关管q4的漏极，开关管q2的源极和开关管q4的的源极分别连接输入电压的负端，llc谐振电路包括由两个开关管组成的钳位
支路，其特征在于，
所述控制方法包括：
8.llc谐振变换器处于全桥模式的情况下，调节逆变电路的占空比，当开关管q1的占空比达到50％时，控制钳位支路中的两个开关管关断，且在两个开关管关断后，通过调节逆变电路的频率以使llc谐振变换器由全桥模式转换至半桥模式；
9.llc谐振变换器处于半桥模式的情况下，调节逆变电路的频率，当开关管q1的频率为llc谐振电路的谐振频率fr时，控制钳位支路中的两个开关管开通，且在两个开关管开通后，通过调节逆变电路的占空比以使llc谐振变换器由半桥模式转换至全桥模式。
10.可选地，上述全桥模式包括全桥pfm模式以及全桥pwm模式，上述半桥模式包括半桥pfm模式以及半桥pwm模式，在上述llc谐振变换器处于稳态时，全桥pfm模式、全桥pwm模式、半桥pfm模式以及半桥pwm模式对应的输入电压依次增大。
11.可选地，上述llc谐振电路包括谐振电感lr、励磁电感lm、电容cr、开关管q5和开关管q6，开关管q5的的漏极连接电容cr的一端，电容cr的另一端连接开关管q1的源极，开关管q5的源极连接于开关管q6的源极，开关管q6的漏极连接所述开关管q3的源极；
12.当llc谐振变换器由全桥模式转换至半桥模式，开关管q1保持闭环控制，开关管q2的频率和占空比分别与开关管q1相同，且开关管q2的驱动信号与开关管q1的驱动信号之间的相位差为180
°
，开关管q4的占空比逐步增大到100％，开关管q3占空比为开关管q4取反后和开关管q2进行与运算得到，当开关管q1频率为llc谐振电路的谐振频率fr，且占空比为50％时，控制开关管q5和开关管q6关断，然后调节逆变电路的频率，直到输出电压达到期望值；
13.当llc谐振变换器由半桥模式转换至全桥模式，开关管q1保持闭环控制，开关管q2的频率和占空比分别与开关管q1相同，且开关管q2的驱动信号与开关管q1的驱动信号之间的相位差为180
°
，开关管q4占空比逐步减小到与开关管q1相同，开关管q3占空比为开关管q4取反后和开关管q2进行与运算得到，当开关管q1频率为llc谐振电路的谐振频率fr，且占空比为50％时，控制开关管q5和开关管q6开通，然后调节逆变电路的占空比，直到输出电压达到期望值。
14.可选地，上述全桥模式与半桥模式的切换时间由开关管q4占空比的变化速度决定。
15.可选地，上述副边整流电路采用全波整流。
16.可选地，上述副边整流电路采用全桥整流。
17.根据本发明实施例的另一方面，还提供了一种处理器，所述处理器用于运行程序，其中，所述程序运行时执行任意一种所述的方法。
18.根据本发明实施例的另一方面，还提供了一种llc谐振系统，包括llc谐振变换器，其中，llc谐振变换器包括逆变电路、llc谐振电路、变压器以及副边整流滤波电路，逆变电路由四个开关管组成，llc谐振电路包括由两个开关管组成的钳位支路；所述llc谐振的控制装置用于执行上述任意一种所述的方法。
19.基于以上技术方案，与现有技术相比，本发明有益效果如下：
20.(1)在较宽的输入电压范围内，稳态控制效率较高；
21.(2)切换控制过渡过程过欠冲小；
22.(3)切换控制策略简单可靠，时间长度可控。
附图说明
23.构成本技术的一部分的说明书附图用来提供对本技术的进一步理解，本技术的示意性实施例及其说明用于解释本技术，并不构成对本技术的不当限定。在附图中：
24.图1为现有llc谐振变换器的电路原理图；
25.图2为现有llc谐振变换器的控制方法示意图；
26.图3为本技术llc谐振变换器的电路示意图；
27.图4为本技术llc谐振变换器的控制方法示意图；
28.图5为现有技术中的稳态控制方案与本技术的稳态控制方案的效率曲线；
29.图6为本技术llc谐振变换器全桥pfm模式各开关管的占空比示意图；
30.图7为本技术llc谐振变换器全桥pfm模式转换至半桥pfm模式各开关管的占空比示意图；
31.图8为本技术llc谐振变换器半桥pfm模式各开关管的占空比示意图；
32.图9为本技术llc谐振变换器占空比为50％时，在不同频率下的增益曲线图；
33.图10为本技术llc谐振变换器的控制方法的逻辑框图。
具体实施方式
34.需要说明的是，在不冲突的情况下，本技术中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。下面将参考附图并结合实施例来详细说明本技术。
35.根据本技术的实施例，提供了一种llc谐振变换器的控制方法。如图3所示，llc谐振变换器包括逆变电路10、llc谐振电路20、变压器t以及副边整流滤波电路30，逆变电路10由四个开关管组成，包括开关管q1、开关管q2、开关管q3和开关管q4，开关管q1的漏极连接于开关管q3的漏极和输入电压的正端，开关管q1的源极连接于开关管q2的漏极，开关管q3的源极连接于开关管q4的漏极，开关管q2的源极和开关管q4的的源极分别连接输入电压的负端；llc谐振电路20包括谐振电感lr、励磁电感lm、电容cr、开关管q5和开关管q6，开关管q5的的漏极连接电容cr的一端，电容cr的另一端连接开关管q1的源极，开关管q5的源极连接于开关管q6的源极，开关管q6的漏极连接所述开关管q3的源极。
36.当llc谐振变换器处于全桥模式的情况下，调节逆变电路的占空比，当开关管q1的占空比达到50％时，控制钳位支路的开关管q5和q6关断，然后调节逆变电路的频率以使llc谐振变换器由全桥模式转换至半桥模式；
37.当llc谐振变换器处于半桥模式的情况下，调节逆变电路的频率，当开关管q1的频率为llc谐振电路的谐振频率fr时，控制钳位支路的开关管q5和q6开通，然后调节逆变电路的占空比以使llc谐振变换器由半桥模式转换至全桥模式。
38.上述的llc谐振变换器的控制方法中，全桥模式包括全桥pfm模式以及全桥pwm模式，半桥模式包括半桥pfm模式以及半桥pwm模式，在llc谐振变换器处于稳态时，全桥pfm模式、全桥pwm模式、半桥pfm模式以及半桥pwm模式对应的输入电压依次增大，如图4所示，即在输入电压处于低压段时，llc谐振变换器采用全桥pfm模式；在输入电压处于中低压段时，llc谐振变换器采用全桥pwm模式；在输入电压处于中高压段时，llc谐振变换器采用半桥pfm模式；在输入电压处于高压段时，llc谐振变换器采用半桥pwm模式。
39.现有技术中的稳态控制方案与本技术的稳态控制方案的效率曲线图如图5所示，
其中，横坐标为电压值，纵坐标为效率，虚线为现有技术中的稳态控制方案对应的效率曲线，实现为本技术的稳态控制方案对应的效率曲线，可以看出本技术的稳态控制方法的效率明显高于现有技术中的稳态控制方案。采用本技术的上述控制方案，保证了在半桥模式和全桥模式切换过程中输出电压的过欠冲较小。
40.需要说明的是，上述全桥pfm模式与上述全桥pwm模式之间的切换不存在模式跳变，采用常规控制即可，上述半桥pfm模式以及上述半桥pwm模式之间的切换也不存在模式跳变，也采用常规控制即可。在由上述全桥pfm模式或者上述全桥pwm模式切换至上述半桥pfm模式或者上述半桥pwm模式，或者由上述半桥pfm模式或者上述半桥pwm模式切换至由上述全桥pfm模式或者上述全桥pwm模式时，存在模式跳变，采用本技术的上述方法进行控制切换。
41.在本技术的一种具体的实施例中，当llc谐振变换器处于全桥pwm模式的情况下，开关管q1的频率为llc谐振电路的谐振频率fr，占空比由闭环决定；开关管q2的频率和占空比分别与开关管q1相同，且开关管q2的驱动信号与开关管q1的驱动信号之间的相位差为180
°
；开关管q3的驱动信号与开关管q2的驱动信号相同；开关管q4的驱动信号与开关管q1的驱动信号相同；开关管q5的驱动信号与开关管q1的驱动信号互补；开关管q6的驱动信号与开关管q2的驱动信号互补，各开关管占空比的示意图如图6所示。
42.当llc谐振变换器由全桥pwm模式转换至半桥pfm模式，各开关管过渡过程的占空比如图7所示，开关管q1保持闭环控制，开关管q2的频率和占空比分别与开关管q1相同，且开关管q2的驱动信号与开关管q1的驱动信号之间的相位差为180
°
，开关管q4的占空比逐步增大到100％，开关管q3占空比为开关管q4取反后和开关管q2进行与运算得到，当开关管q1频率为llc谐振电路的谐振频率fr，占空比为50％时，控制开关管q5和开关管q6关断，然后调节逆变电路的频率，直到输出电压达到期望值，以使llc谐振变换器由全桥pwm模式转换至半桥pfm模式。
43.当llc谐振变换器处于半桥pfm模式的情况下，开关管q1的占空比为50％，频率由闭环决定；开关管q2的频率和占空比分别与开关管q1相同，且开关管q2的驱动信号与开关管q1的驱动信号之间的相位差为180
°
；开关管q3恒关断；开关管q4恒导通；开关管q5恒关断；开关管q6恒关断，各开关管占空比的示意图如图8所示。
44.当llc谐振变换器由半桥pfm模式转换至全桥pwm模式，开关管q1保持闭环控制，开关管q2的频率和占空比分别开关管q1相同，且开关管q2的驱动信号与开关管q1的驱动信号之间的相位差为180
°
；开关管q4占空比逐步减小到与开关管q1相同，开关管q3占空比为开关管q4取反后和开关管q2进行与运算得到，当开关管q1频率为llc谐振电路的谐振频率fr，占空比为50％时，控制开关管q5和开关管q6开通，然后调节逆变电路的占空比，直到输出电压达到期望值，以使llc谐振变换器电路由半桥pfm模式转换至全桥pwm模式。
45.表1为llc谐振变换器由全桥pwm模式转换至半桥pfm模式和由半桥pfm模式转换至全桥pwm模式对应的各开关管的状态。
46.表1
[0047][0048]
当llc谐振变换器占空比为50％时，在不同频率下的增益曲线图如图9所示。图中实线代表由开关管q5和开关管q6构成的钳位支路不工作，虚线代表由开关管q5和开关管q6构成的钳位支路工作，从图9中可以看到，当频率为llc谐振电路的谐振频率fr时，钳位支路工作与否对电路增益不影响。因此，在这种模式下，直接关断开关管q5和开关管q6对电路的输出没有影响，不会引起输出电压跳变。
[0049]
除了开关管q5和开关管q6，其它开关管在切换过程中都不存在占空比跳变，因此，整个切换过程是平滑的，不会引起跳变。在上面的切换过程中，通过调节开关管q4占空比的变化速度，就可以控制整个llc谐振变换器切换过程的时间。
[0050]
本技术的上述控制方案，可以通过模拟控制实现，也可以通过数字控制实现。对输出24v/600w的钳位llc谐振电路，根据本技术的上述控制方案，搭建了实验样机进行模式切换验证，模态切换时间设置为5ms，切换过程引起的输出电压过欠冲在2％以内。
[0051]
本技术llc谐振变换器控制方案，可以通过模拟控制实现，也可以通过数字控制实现。通过数字控制的逻辑框图如图10所示，fb由输出电压vo经过补偿环节产生，设定一个限值，当fb高于该限值，电路工作于pfm状态，开关管q5和开关管q6关断，fb经过一个限制最小值的环节后，通过压控振荡器vco产生两个相位相差180
°
的锯齿波，分别为锯齿波1和锯齿波2，不同fb就产生不同频率的锯齿波，从而产生不同频率的驱动，fb电压越低，产生的锯齿波频率就越高，对最小值进行限制，相当于限制了最高频率；
[0052]
当fb低于限值，电路工作于pwm状态，开关管q5和开关管q6工作，fb经过一个限制最大值的环节，分别与锯齿波1和锯齿波2比较，产生出两路占空比相同，相位差180
°
的驱动，对fb的最大值进行限制，实质上就是把占空比最大值限制在50％。
[0053]
当功率电路要进行全桥到半桥的切换，就产生一个逐渐上升的电压vbase，改变电压vbase的变化速度就可以控制切换过程的长短，电压vbase与锯齿波1进行比较得到占空比，为了让电路不产生突变，vbase与锯齿波1比较得出的脉冲与开关管q1驱动进行或运算后，得出开关管q4的驱动。
[0054]
当vbase与锯齿波1比较得出的脉冲占空比比开关管q1的小，则开关管q4与开关管q1占空比相同；
[0055]
当vbase与锯齿波1比较得出的脉冲占空比比开关管q1的大，则开关管q4的占空比就比开关管q1的大。因此，在全桥转半桥的过程中，开关管q4的实际占空比是从开关管q1开始逐渐增大，保证了切换过程的平滑性。
[0056]
当半桥切换到全桥，vbase就从高电压逐步降低到0，开关管q4的实际占空比就从100％逐渐降低到开关管q1的占空比，整个切换过程也是平滑的。通过调节vbase的上升以及下降时间，就可以调节切换过程所持续的时间长度，从而可以控制切换的效果。开关管q3的驱动通过开关管q4取反并和开关管q2进行与运算得出，当开关管q4占空比小于50％时，开关管q3与开关管q2的驱动相同，当开关管q4占空比大于50％，开关管q3驱动脉宽就小于开关管q2驱动，当开关管q4的驱动逐渐变大或变小时，开关管q3的驱动也是逐步变化的。因此开关管q3在切换过程没有突变，不会因此引起振荡。
[0057]
以上实施例的说明只是用于帮助理解本技术的发明构思，并不用以限制本发明，对于本技术领域的普通技术人员来说，凡在不脱离本发明原理的前提下，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
技术特征：
1.一种llc谐振变换器的控制方法，所述的llc谐振变换器包括逆变电路、llc谐振电路、变压器以及副边整流滤波电路，所述逆变电路由四个开关管组成，包括开关管q1、开关管q2、开关管q3和开关管q4，所述开关管q1的漏极连接于所述开关管q3的漏极和输入电压的正端，所述开关管q1的源极连接于所述开关管q2的漏极，所述开关管q3的源极连接于所述开关管q4的漏极，所述开关管q2的源极和所述开关管q4的的源极分别连接所述输入电压的负端，所述llc谐振电路包括由两个开关管组成的钳位支路，其特征在于，所述控制方法包括：所述llc谐振变换器处于全桥模式的情况下，调节所述逆变电路的占空比，当所述逆变电路中的开关管q1的占空比达到50％时，控制钳位支路中的两个所述开关管关断，且在两个所述开关管关断后，通过调节所述逆变电路的频率以使所述llc谐振变换器由所述全桥模式转换至所述半桥模式；所述llc谐振变换器处于半桥模式的情况下，调节所述逆变电路的频率，当所述逆变电路中的开关管q1的频率为llc谐振电路的谐振频率fr时，控制钳位支路中的两个所述开关管开通，且在两个所述开关管开通后，通过调节所述逆变电路的占空比以使所述llc谐振变换器由所述半桥模式转换至所述全桥模式。2.根据权利要求1所述的llc谐振变换器的控制方法，其特征在于：所述全桥模式包括全桥pfm模式以及全桥pwm模式，所述半桥模式包括半桥pfm模式以及半桥pwm模式，在所述llc谐振变换器处于稳态时，所述全桥pfm模式、所述全桥pwm模式、所述半桥pfm模式以及所述半桥pwm模式对应的所述输入电压依次增大。3.根据权利要求1所述的llc谐振变换器的控制方法，其特征在于：所述llc谐振电路包括谐振电感lr、励磁电感lm、电容cr、开关管q5和开关管q6，所述开关管q5的的漏极连接电容cr的一端，所述电容cr的另一端连接所述开关管q1的源极，所述开关管q5的源极连接于所述开关管q6的源极，所述开关管q6的漏极连接所述开关管q3的源极；当llc谐振变换器由所述全桥模式转换至半桥模式，开关管q1保持闭环控制，开关管q2的频率和占空比分别与开关管q1相同，且所述开关管q2的驱动信号与所述开关管q1的驱动信号之间的相位差为180
°
，开关管q4的占空比逐步增大到100％，开关管q3占空比为开关管q4取反后和开关管q2进行与运算得到，当开关管q1频率为llc谐振电路的谐振频率fr，且占空比为50％时，控制开关管q5和开关管q6关断，然后调节逆变电路的频率，直到输出电压达到期望值；当llc谐振变换器由所述半桥模式转换至全桥模式，开关管q1保持闭环控制，开关管q2的频率和占空比分别与开关管q1相同，且所述开关管q2的驱动信号与所述开关管q1的驱动信号之间的相位差为180
°
；开关管q4占空比逐步减小到与开关管q1相同，开关管q3占空比为开关管q4取反后和开关管q2进行与运算得到，当开关管q1频率为llc谐振电路的谐振频率fr，且占空比为50％时，控制开关管q5和开关管q6开通，然后调节逆变电路的占空比，直到输出电压达到期望值。4.根据权利要求3所述的llc谐振变换器的控制方法，其特征在于：所述全桥模式与所述半桥模式的切换时间由开关管q4占空比的变化速度决定。5.根据权利要求1所述的谐振变换器的控制方法，其特征在于：所述副边整流电路采用全波整流。
6.根据权利要求1所述的谐振变换器的控制方法，其特征在于：所述副边整流电路采用全桥整流。7.一种处理器，其特征在于，所述处理器用于运行程序，其中，所述程序运行时执行权利要求1至6中任意一项所述的方法。8.一种llc谐振系统，其特征在于，包括：llc谐振变换器，包括逆变电路、llc谐振电路、变压器以及副边整流滤波电路，所述逆变电路由四个开关管组成，所述llc谐振电路由两个开关管组成；所述llc谐振的控制装置，所述控制装置用于执行权利要求1至6中任一项所述的方法。
技术总结
本申请提供了一种LLC谐振变换器的控制方法以及控制装置，LLC谐振变换器包括逆变电路和LLC谐振电路，逆变电路包括开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3和开关管Q4，LLC谐振电路包括由两个开关管组成的钳位电路，该方法包括：LLC谐振变换器处于全桥模式时，调节逆变电路的占空比，当开关管Q1的占空比达到50％时，控制钳位支路开关管关断，然后调节逆变电路的频率以使LLC谐振变换器由全桥模式转换至半桥模式；LLC谐振变换器处于半桥模式时，调节逆变电路的频率，当开关管Q1的频率为LLC谐振电路的谐振频率fr时，控制钳位支路开关管开通，以使LLC谐振变换器由半桥模式转换至全桥模式。该方法可以使变换器在模式之间平滑切换，控制策略简单可靠，时间长度可控。时间长度可控。时间长度可控。
技术研发人员：
请求不公布姓名
受保护的技术使用者：
广州金升阳科技有限公司
技术研发日：
2021.09.18
技术公布日：
2023/3/24
