第４１卷第５期２０１８年１０月
电子器件
ＣｈｉｎｅｓｅＪｏｕｒｎａｌｏｆＥｌｅｃｔｒｏｎＤｅｖｉｃｅｓ
Ｖｏｌ ４１㊀Ｎｏ ５Ｏｃｔ.２０１８
项目来源：国家自然科学基金项目(５１６０７０８６)ꎻ江苏省自然科学青年基金项目(ＢＫ２０１４０９４４)收稿日期:２０１７－０９－０４㊀㊀修改日期:２０１７－１１－３０
ＩｎｐｕｔＰａｒａｌｌｅｌＯｕｔｐｕｔＳｅｒｉｅｓＤＣＣｏｎｖｅｒｔｅｒＢａｓｅｄｏｎＰｕｓｈ￣ＰｕｌｌＴｏｐｏｌｏｇｙ环境与资源保护委员会
ａｎｄＡｎａｌｙｓｉｓｏｆＩｔｓＯｕｔｐｕｔＶｏｌｔａｇｅＳｈａｒｉｎｇＣｏｎｔｒｏｌＳｔｒａｔｅｇｙ∗
ＳＯＮＧＡｎｒａｎꎬＬＩＬｉｊｕａｎ∗ꎬＪＩＢａｏｊｉａｎ
(ＣｏｌｌｅｇｅｏｆＥｌｅｃｔｒｉｃａｌＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇａｎｄＣｏｎｔｒｏｌＳｃｉｅｎｃｅꎬＮａｎｊｉｎｇＴｅｃｈＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙꎬＮａｎｊｉｎｇ２１００００ꎬＣｈｉｎａ)
Ａｂｓｔｒａｃｔ:Ｉｎｔｈｅｃａｓｅｏｆｈｉｇｈｏｕｔｐｕｔｖｏｌｔａｇｅꎬｔｈｅｌｏｗｅｒｉｎｐｕｔｄｃｖｏｌｔａｇｅｉｓｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｄｉｎｔｏｔｈｅｈｉｇｈｅｒｄｃｖｏｌｔａｇｅｏｕｔ￣ｐｕｔ.Ｄｕｅｔｏｔｈｅｈｉｇｈｖｏｌｔａｇｅａｔｔｈｅｏｕｔｐｕｔｅｎｄꎬｔｈｅｏｕｔｐｕｔｄｅｖｉｃｅｉｓｓｕｂｊｅｃｔｅｄｔｏｈｉｇｈｖｏｌｔａｇｅｓｔｒｅｓｓꎬａｎｄｈａｓｐｒｏｂ￣ｌｅｍｓｓｕｃｈａｓｈｉｇｈｓｅｃｏｎｄａｒｙｖｏｌｔａｇｅｏｆｔｈｅｃｏｎｖｅｒｔｅｒꎬｈｉｇｈｖｏｌｔａｇｅｓｔｒｅｓｓｏｆｔｈｅｒｅｃｔｉｆｉｅｒｄｉｏｄｅａｎｄｌｏｎｇｒｅｖｅｒｓｅｒｅｃｏｖ￣ｅｒｙｔｉｍｅ.Ｂａｓｅｄｏｎｔｈｉｓｐｒｏｂｌｅｍꎬｔａｋｉｎｇｔｈｅｐｕｓｈ￣ｐｕｌｌｃｏｎｖｅｒｔｅｒａｓｔｈｅｂａｓｉｃｕｎｉｔꎬａｎｉｎｐｕｔｓｅｒｉｅｓｏｕｔｐｕｔｐａｒａｌｌｅｌｃｏｎｖｅｒｔｅｒｃｏｍｐｏｓｅｄｏｆｓｅｖｅｒａｌｂａｓｉｃｕｎｉｔｐｕｓｈ￣ｐｕｌｌｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓｉｓｐｒｏｐｏｓｅｄ.Ｔｏｅｎｓｕｒｅｔｈｅｓｔａｂｉｌｉｔｙａｎｄｒｅｌｉａｂｉｌｉｔｙｏｆｔｈｅｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓｙｓｔｅｍꎬｔｈｅｒｅｌａｔｉｏｎｓｈｉｐｂｅｔｗｅｅｎｔｈｅｏｕｔｐｕｔｖｏｌｔａｇｅ￣ｓｈａｒｉｎｇｏｆｅａｃｈｍｏｄｕｌｅｉｎｔｈｅｃｏｎｖｅｒｔｅｒｉｓａｎａｌｙｚｅｄｆｒｏｍｔｈｅｐｅｒｓｐｅｃｔｉｖｅｏｆｅｎｅｒｇｙｃｏｎｓｅｒｖａｔｉｏｎ.Ｔｈｅｒｅａｌｉｚａｔｉｏｎｃｏｎｄｉｔｉｏｎｏｆｏｕｔｐｕｔｖｏｌｔａｇｅ￣ｓｈａｒｉｎｇｉｓｇｉｖｅｎ.Ｂｙｅｓｔａｂｌｉｓ￣ｈｉｎｇｔｈｅｓｍａｌｌｓｉｇｎａｌｍｏｄｅｌｏｆｔｈｅｓｙｓｔｅｍꎬｔｈｅｒｅａｌｉｚａｔｉｏｎｃｏｎｄｉｔｉｏｎｏｆｔｈｅｓｙｓｔｅｍｉｓｄｅｄｕｃｅｄ.Ｆｉｎａｌｌｙꎬｔｈｅｃｏｒｒｅｃｔｎｅｓｓ
ｏｆｔｈｅｔｈｅｏｒｅｔｉｃａｌａｎａｌｙｓｉｓｉｓｖｅｒｉｆｉｅｄｂｙｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔ.
Ｋｅｙｗｏｒｄｓ:ｐｕｓｈ￣ｐｕｌｌｃｏｎｖｅｒｔｅｒꎻｉｎｐｕｔ￣ｐａｒａｌｌｅｌꎻｏｕｔｐｕｔ￣ｓｅｒｉｅｓꎻｖｏｌｔａｇｅ￣ｓｈａｒｉｎｇＥＥＡＣＣ:８３６０㊀㊀㊀㊀ｄｏｉ:１０.３９６９/ｊ.ｉｓｓｎ.１００５－９４９０.２０１８.０５.０２０
及其输出均压控制策略分析
∗
宋安然ꎬ李丽娟∗ꎬ稽保健
(南京工业大学电气工程与控制科学学院ꎬ南京２１００００)
摘㊀要：在输出高电压场合ꎬ将较低的输入直流电压变换为较高的直流电压输出ꎮ输出端由于存在高压使得输出端器件承
受较大的电压应力ꎬ存在变换器次级电压偏高㊁整流二极管电压应力大以及反向恢复时间长等问题ꎮ基于此问题ꎬ提出以推换变换器为基本单元ꎬ采用多个基本单元推换变换器构成的输入串联输出并联变换器ꎮ为了确保该变换器系统的稳定可靠ꎬ从能量守恒的角度出发ꎬ分析了该变换器中各模块的输出均压之间的关系ꎬ给出了输出均压的实现条件ꎮ通过建立系统小信号模型ꎬ推导出系统的实现条件ꎬ最后经试验验证了理论分析的正确性ꎮ
关键词：推挽直流变换器ꎻ输入并联ꎻ输出串联ꎻ输出均压控制
中图分类号:ＴＰ２１１.５㊀㊀㊀㊀文献标识码:Ａ㊀㊀㊀㊀文章编号:１００５－９４９０(２０１８)０５－１１７７－０８㊀㊀一些电子设备的开发㊁测试以及相关生产流程处理等场合ꎬ直流高电压电源在许多领域得到了广泛的应用ꎮ此类电源通常要有输出较高电压的能力ꎬ以及适应较宽输入电压的能力ꎮ高压直流电压的产生ꎬ通常由于其后级变换器要承受高压ꎬ不易选择合适的开关器件ꎬ因此有必要出一种方案以降低开关器件的电压应力[１]ꎮ
传统的开关电源ꎬ通常采用调节占空比的方式实现电压增益的大小ꎬ被称为一维调节ꎮ文献[２]通过耦合电感ꎬ或增加辅助变压器绕组等方式ꎬ增加调节维数ꎬ提高电路的输出电压增益ꎬ降低电感输入电流纹波ꎬ适合应用在输入电压较宽的场合ꎮ文献[３]使用双管正激变换器作为基本构成单元ꎬ输出一侧使用电路串联的结构来进一步提高输出电压能
电㊀子㊀器㊀件第４１卷
力ꎮ由于该种拓扑采用交错并联控制方式ꎬ所以增加相应的控制难度ꎮ文献[４]基于Ｆｌｙｂａｃｋ型推挽拓扑的控制方法ꎬ该拓扑能够根据输入电压值的大小选择对应的工作模式(Ｂｕｃｋ或Ｂｏｏｓｔ)ꎮ但此拓扑由于磁元件设计复杂ꎬ而且增体积较大ꎬ不利于大范围推广ꎮ文献[５－９]采用增加二极管将两变压器次级绕组相互串联ꎬ确保变换器结构能够在不同占空比下实现串并联自动调整ꎬ此拓扑结构扩展了占空比控制范围ꎬ有效提升了电路的直流电压输出增益ꎮ除了增加调节维数以达到提高输出电压增益的方法外ꎬ相关文献同时也提出采用后级倍压技术来提升电压的大增益ꎮ文献[１０]在谐振开关电源的基础上ꎬ后级增加倍压电路实现高电压输出ꎬ但不利于输出电压精度高的要求ꎮ文献[１１]在参考Ｌ－Ｃ谐振原理基础上ꎬ使开关管在零电流下关断ꎬ有效减少高压脉冲电源在充电过程中功率开关器件的过流㊁过压现象ꎮ文献[１２]提出了两级式Ｂｏｏｓｔ－半桥谐振倍压高压变换器结构ꎬ实现了主开关管的软开关ꎬ输出级同样利用倍压整流来输出高压ꎮ
为了解决输出端电压应力过高㊁简化控制方式ꎬ提出了一种新型的基于推挽拓扑的输入并联㊁输出串联变换器ꎮ该组合式直流变换器拓扑克服了推挽拓扑不能在输出高电压场合单独应用的缺点ꎬ有利于高压模块中开关器件的设计选择且简化控制方式ꎬ同时提高电源的可靠性ꎮ为了保证输入并联㊁输出串联组合式推挽变换器系统正常工作ꎬ必须使各模块的输出电压均衡ꎬ即实现输出均压ꎮ相关文献采用主从均流控制策略[１３]以及采用单独的电压环产生相同的占空比[１５]等方式ꎬ来确保模块输出自动均压
与均流ꎬ但都需要增加额外的电路稳定环以及相应的控制策略ꎮ本文通过建立电压环路小信号模型ꎬ推导出它们在连续工作模式下的小信号模型以及传递函数ꎬ分析其稳定与输出均压的条件[１６]ꎬ并通过实验结果证明了分析方法的正确性与变换器结构设计的合理性ꎮ
１㊀工作原理分析
如图１所示为本文所提出的基于推挽拓扑的输入并联㊁输出串联直流变换器的主电路拓扑ꎮ输入端由一个推挽变换器功率开关管构成ꎬ高频变压器原边采用并联组合方式ꎮ输出电路由整流桥㊁滤波电感与滤波电容构成ꎬ输出电压整流滤波后采用串联方式ꎮ４个高频变压器(Ｔ１㊁Ｔ２㊁Ｔ３㊁Ｔ４)共用两个功率开关管Ｑ１㊁Ｑ２ꎬ两个功率开关管的开关频率一致ꎬ控制占空比相同且相位互补ꎬ确保互补输出ꎮ高频变压器Ｔ１㊁Ｔ２㊁Ｔ３㊁Ｔ４的初次级绕组匝数相同ꎬ４个高频变压器的初级绕组分别接于功率开关管的漏极与输入电源正极ꎬ次级绕组与整流桥相连再通过电感㊁电容进行滤波且输出相互串联
ꎮ
图１㊀主电路拓扑
由于单个推挽结构输出电压为
ＶＯ１＝(Ｖｄｃ－１)ＮｍＮ
Ｐ
æ
è
ç
ö
ø
÷－０.５
é
ë
ê
ê
ù
û
ú
ú
２Ｔｏｎ
Ｔ(１)则该拓扑高频变压器串联输出电压增益关系为
ＶＯ＝４ＶＯ１(２)式中:Ｎｐ为变压器(Ｔ１㊁Ｔ２㊁Ｔ３㊁Ｔ４)初级匝数ꎻＮｍ为变压器(Ｔ１㊁Ｔ２㊁Ｔ３㊁Ｔ４)次级匝数ꎻＴｏｎ为开关管(Ｑ１㊁Ｑ２)导通时间ꎻＴ为开关管(Ｑ１㊁Ｑ２)开关周期ꎮ由于输出端采用串联方式ꎬ则该变换器输出滤波电感电流大小一致ꎬ即
ＩＬ１＝ＩＬ２＝ＩＬ３＝ＩＬ４(３)由式(２)得该拓扑变换器的占空比为推挽拓扑的４倍ꎬ则在输出电压相同的情况下ꎬ该变换器高频变压器初次级匝比是基本推挽变换器的１/４ꎬ表明该拓扑变换器能够降低高频变压器升压匝比ꎬ同时能够有效减少高频变压器的漏感ꎬ从而降低损耗提高高频变压器的输出效率ꎬ确保在该变换器满功率输出时仍能够输出额定电压ꎮ在降低高频变压器的匝比同时ꎬ能够有效降低高频变压器的制作成本ꎬ具有经济效益ꎮ
由于该拓扑变换器的高频变压器的匝比为基本推挽拓扑变换器的１/４ꎬ则在同等输入与输出电压条件下ꎬ该种拓扑变换器的整流二极管电压应力为基本推挽变换器的１/４ꎮ这样在高压输出电压情况下ꎬ可以使用额定反向电压小且反向恢复时间较短的快恢复二极管[１７]ꎬ能够有效地改善整流二极管的反向恢复问题ꎬ极大提高变换器的稳定性ꎮ
８７１１
宋安然ꎬ李丽娟等：基于推挽拓扑的
第５期
输入并联输出串联直流变换器及其输出均压控制策略分析
㊀㊀２㊀稳态分析
为了便于分析ꎬ本文假设拓扑电路工作在连续模式ꎬ并且假设输出滤波电容足够大ꎬ则输出为稳定的电压源ꎬ功率开关管以及二极管假设为理想元件ꎬ不考虑寄生参数的影响ꎬ变压器原㊁副边绕组匝数分
别为Ｎ１＝Ｎ２＝Ｎ３＝Ｎ４ꎬ开关周期为Ｔｓꎬ每个开关管的导通时间为Ｔｏｎꎬ功率开关占空比Ｄ＝Ｔｏｎ/Ｔｓꎮ为了简化结构便于分析ꎬ假定:(１)所有无源元件均为理想元件ꎻ(２)变压器励磁电感足够大ꎬ漏感忽略不计ꎻ(３)输出滤波电感Ｌ足够大ꎬ此处可看成电流源ＩＬｆꎮ根据基本推挽拓扑工作状态ꎬ本文提出的拓扑工作根据相关的驱动时序ꎬ忽略死区时间ꎮ
该拓扑电路的工作波形如图２所示
ꎮ
图２㊀工作波形
一个开关周期内的等效工作电路状态可以分作
３个模态ꎬ３个模态等效电路图３所示ꎮ
(１)模态１(ｔ１~ｔ２)㊀如图３(ａ)ꎬ在ｔ１时刻ꎬＱ１导通且Ｑ２关断ꎬ电流由高频变压器Ｔ１㊁Ｔ２㊁Ｔ３㊁Ｔ４初级线圈ＮＰ１１㊁ＮＰ２１㊁ＮＰ３１㊁ＮＰ４１同名端流入ꎬ此时刻高频变压器Ｔ１㊁Ｔ２㊁Ｔ３㊁Ｔ４次级线圈ＮＳ１㊁ＮＳ２㊁ＮＳ３㊁ＮＳ４感应输出电压ꎬ且同名端为正ꎬ所以Ｄ１１㊁Ｄ１４㊁Ｄ２１㊁Ｄ２４㊁Ｄ３１㊁Ｄ３４㊁Ｄ４１㊁Ｄ４４导通ꎬＤ１２㊁Ｄ１３㊁Ｄ２２㊁Ｄ２３㊁Ｄ３２㊁Ｄ３３㊁Ｄ４２㊁Ｄ４３关断ꎮ此时开关管Ｑ１通过ＮＰ１１㊁ＮＰ２１㊁ＮＰ３１㊁ＮＰ４１向负载提供能量ꎬ变压器次级电压分别为:
Ｖｎｓ１＝(Ｖｄｃ
－１)ＮｍＮＰæèçöø÷Ｖｎｓ２＝(Ｖｄｃ－１)ＮｍＮＰæèçöø÷Ｖｎｓ３
＝(Ｖｄｃ－１)ＮｍＮＰæèçö
ø÷Ｖｎｓ４
＝(Ｖｄｃ－１)ＮｍＮＰæèçö
ø
÷ìîíïïï
ï
ïïïïï
ïï乩童
ï图３㊀３种模态下的等效工作电路
变压器漏感㊁线圈内阻均为一致ꎬ则从上式可得出
Ｖｎｓ１＝Ｖｎｓ２＝Ｖｎｓ３＝Ｖｎｓ４(４)
且输出滤波电感电流线性上升ꎮ其电流值分别为
ｉＬｆ１(ｔ)＝ｉＬｆ１(ｔ０)＋Ｖｎｓ１－Ｖｏ１
Ｌ１
(ｔ－ｔ１)(５)
９
７１１
电㊀子㊀器㊀件第４１卷
ｉＬｆ２(ｔ)＝ｉＬｆ２(ｔ０)＋Ｖｎｓ２－Ｖｏ２Ｌ２
(ｔ－ｔ１)(６)ｉＬｆ３(ｔ)＝ｉＬｆ３(ｔ０)＋Ｖｎｓ３－Ｖｏ３Ｌ３
(ｔ－ｔ１)(７)ｉＬｆ４(ｔ)＝ｉＬｆ４(ｔ０)＋
Ｖｎｓ４－Ｖｏ４
Ｌ４
(ｔ－ｔ１)
(８)
同上述ꎬ若各个输出电感参数均一致ꎬ则在同一时刻可得滤波电感电流均相等ꎬ即
ｉＬｆ１(ｔ)＝ｉＬｆ２(ｔ)＝ｉＬｆ３(ｔ)＝ｉＬｆ４(ｔ)
(２)模态２(ｔ２~ｔ３)：如图３(ｂ)ꎬ在ｔ２时刻ꎬ开关
Ｑ１㊁Ｑ２均关断ꎬ输入电源停止向负载继续提供能量ꎬ此时由滤波电感以及滤波电容中存储的能量向负载继续供应能量ꎮ由于该拓扑中没有续流二极管ꎬ所以在Ｑ１㊁Ｑ２均关断时ꎬ滤波电感的极性反向ꎬ整流二极管替代续流二极管的作用ꎬ确保滤波电感电流方向保持不变ꎮ此时滤波电感Ｌ１㊁Ｌ２㊁Ｌ３㊁Ｌ４中的电流线性下降ꎮ其电流值分别为
ｉＬｆ１(ｔ)＝ｉＬｆ１(ｔ２)＋(Ｖｏ１/Ｌ１)(ｔ－ｔ２)ｉＬｆ２(ｔ)＝ｉＬｆ２(ｔ２)＋(Ｖｏ２/Ｌ２)(ｔ－ｔ２)ｉＬｆ３(ｔ)＝ｉＬｆ３(ｔ２)＋(Ｖｏ３/Ｌ３)(ｔ－ｔ２)ｉＬｆ４(ｔ)＝ｉＬｆ４(ｔ２)＋(Ｖｏ４/Ｌ４)(ｔ－ｔ２)
ìîí
ïïïïï
同模态１ꎬ若各个输出电感参数均一致ꎬ则在同一时刻可得滤波电感电流均相等ꎬ即
ｉＬｆ１(ｔ)＝ｉＬｆ２(ｔ)＝ｉＬｆ３(ｔ)＝ｉＬｆ４(ｔ)
(３)模态３(ｔ３~ｔ４)：如图３(ｃ)ꎬ在ｔ３时刻ꎬＱ２导
通且Ｑ１关断ꎬ电流由高频变压器Ｔ１㊁Ｔ２㊁Ｔ３㊁Ｔ４初级线圈ＮＰ１２㊁ＮＰ２２㊁ＮＰ３２㊁ＮＰ４２异名端流入ꎬ此时刻高频变压器Ｔ１㊁Ｔ２㊁Ｔ３㊁Ｔ４次级线圈ＮＳ１㊁ＮＳ２㊁ＮＳ３㊁ＮＳ４感应输出电压ꎬ且异名端为正ꎬ所以Ｄ１２㊁Ｄ１３㊁Ｄ２２㊁Ｄ２３㊁Ｄ３２㊁Ｄ３３㊁Ｄ４２㊁Ｄ４３导通ꎬＤ１１㊁Ｄ１４㊁Ｄ２１㊁Ｄ２４㊁Ｄ３１㊁Ｄ３４㊁
Ｄ４１㊁Ｄ４４关断ꎮ此时输入电源通过开关管Ｑ１至ＮＰ１１㊁ＮＰ２１㊁ＮＰ３１㊁ＮＰ４１向负载传输能量ꎬ变压器次级电压分别为
Ｖｎｓ１＝(Ｖｄｃ
－１)ＮｍＮＰæèçö
ø÷
Ｖｎｓ２＝(Ｖｄｃ－１)ＮｍＮＰæèçöø÷Ｖｎｓ３
＝(Ｖｄｃ－１)ＮｍＮＰæèçö
ø÷Ｖｎｓ４
＝(Ｖｄｃ－１)ＮｍＮＰæèçö
ø
÷ìîíïïï
ï
ïïïïï
ïïï同模态１所述ꎬ变压器次级各个参数一致ꎬ则此
时刻变压器次级输出电压相等ꎬ即Ｖｎｓ１＝Ｖｎｓ２＝Ｖｎｓ３＝Ｖｎｓ４ꎬ至此一个周期内工作模态结束ꎮ
３㊀输出均压控制策略分析
在输入并联输出串联变换器中ꎬ实际应用中各个模块对应的元件具有一定的差异ꎬ导致各个模块的电压输出与电流输入不能实现平衡ꎬ因此需要采用对应的均压均流措施进行控制[１８－１９]ꎮ
将高频变压器与整流桥看做一个带有输入与输出端口的器件ꎬ如图４所示给出了系统框图
ꎮ
图４㊀组合式推挽变换器系统框图
图４中ꎬＣ１~Ｃ４为输出滤波电容ꎬＶＣ１~ＶＣ４为对
应的输出电压ꎮ设每个模块的变换效率为ηꎬ则在开关管工作模态的任意时刻
ＶｉｎＩｉｎ１η＝Ｖｃ１Ｉｌ１
ＶｉｎＩｉｎ２η＝Ｖｃ２Ｉｌ２
ＶｉｎＩｉｎ３η＝Ｖｃ３Ｉｌ３
ＶｉｎＩｉｎ４η＝Ｖｃ４Ｉｌ４
铸造工艺设计ìîí
ïïïïïï(９)式中:Ｖｉｎ为输入电压ꎬＩｉｎ１㊁Ｉｉｎ２㊁Ｉｉｎ３㊁Ｉｉｎ４分别为各个模块在任一模态时刻的输入电流ꎬＶＣ１㊁ＶＣ２㊁ＶＣ３㊁ＶＣ４分别为输出滤波电容电压ꎬＩｌ１㊁Ｉｌ２㊁Ｉｌ３㊁Ｉｌ４分别为各个模块输出滤波电感电流ꎮ如果各个模块输出电流均相等ꎬ则Ｉｉｎ１＝Ｉｉｎ２＝Ｉｉｎ３＝Ｉｉｎ４ꎬ将其代入式(９)ꎬ则Ｖｃ１Ｉｌ１＝Ｖｃ２Ｉｌ２＝Ｖｃ３Ｉｌ３＝Ｖｃ４Ｉｌ４ꎮ
在稳态时ꎬ各模块电容的输出电压均保持一致
且输出端为相互串联ꎬ则各模块的电容输入电流一致且均为零ꎬ则Ｉｌ１＝Ｉｌ２＝Ｉｌ３＝Ｉｌ４＝Ｉｏꎬ其中Ｉｏ为该变换器输出电流ꎮ由此得Ｖｃ１＝Ｖｃ２＝Ｖｃ３＝Ｖｃ４ꎬ即各个模块输出滤波电容电压相等ꎬ只要确保各个模块输入电流相等就可以保证输出均压ꎮ从以上分析可以看出ꎬ由于本变换器输入端通过两个开关管将４个变压器初级并联ꎬ则在开关模态任一时刻输入电流相等ꎬ所以输出均
压在系统稳定的情况下会自动实现ꎬ
０
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宋安然ꎬ李丽娟等：基于推挽拓扑的
第５期
输入并联输出串联直流变换器及其输出均压控制策略分析
㊀㊀不需要额外的电流闭环ꎬ这样在控制上就可以省掉一次侧电流检测单元ꎮ因此在系统稳定的统稳定情况下ꎬ为了保证功率均分ꎬ只要输入能均流ꎬ就能实现该系统的均压ꎮ
４㊀系统稳定性分析
推挽变换器在本质上是一个Ｂｕｃｋ电路ꎬ根据文献[２０]提出的导通损耗变换器的电路平均建模方法ꎬ推导出它们在连续工作模式下的小信号模型以及传递函数ꎬ如图５所示
ꎮ
图５㊀推挽开关变换器小信号等效模型
由图５得到控制对输出的传递函数
Ｇｖｄ(ｗ)＝ＲＶｉｎ(ＲＥ＋Ｒ)１＋ｓ/ωｚ１
１＋２ξ(ｓ/ω０)＋(ｓ/ω０)２
(１０)
式中:ＲＥ为电感总电阻的等效平均电阻ꎬξ＝(ＲＥＲＣ＋ＲＲｃＣ＋ＲＥＲｃＣ＋Ｌ)/２
(Ｒ＋ＲＥ)(Ｒ＋Ｒｃ)ＬＣꎬω０＝
(Ｒ＋ＲＥ)/[(Ｒ＋ＲＣ)ＬＣ]ꎬωｚ１＝１/(ＲＣＣ)ꎮ
现以输出电压反馈为例ꎬ建立输入并联输出串
联变换器系统模型ꎬ如图６所示
ꎮ
图６㊀变换器系统模型
图６中ꎬＧＣ(ｓ)为控制器ꎬ采用ＰＩ比例积分环节为主要控制器ꎬ其传递函数表示为
ＧＣ(ｓ)＝Ｋｐ(１＋１/Ｔｉｓ)
(１１)ＰＷＭ信号发生器的传递函数为ＧＭ(ｓ)＝１/ＵＭ(１２)
Ｈ(ｓ)这里假设为比例系数且设为Ｋꎮ
由图６以及式(１０)~式(１２)可得模块１的开环
传递函数
ＧＯ１(ｓ)＝ＧＣ(ｓ)ＧＭ(ｓ)Ｇｖｄ１(ｓ)Ｈ(ｓ)将式(１０)~式(１２)代入该传递函数ꎬ得
ＧＯ１(ｓ)＝
ＫｐＫ
ＵＭＲＶｉ
禤沛钧
ｎ(ＲＥ＋Ｒ)
(１＋１/Ｔｉｓ)ˑ
１＋ｓωｚ１１＋２ξｓω０＋ｓ２
ω２
０
(１３)
由式(１３)可得其特征方程为Ｄ(ｓ)＝
Ｔｉ
ω２０ｓ３＋２ξＴｉω０＋ＲＶＫｐＫＵＭＴｉωｚ１æèçöø÷ｓ２＋Ｔｉ
＋ＲＶＫｐＫＴｉＵＭωｚ１æèçöø÷＋ＲＶＫｐＫＵＭ
æèçöø÷ｓ＋
ＲＶＫｐＫＵＭ式中:ＲＶ＝
ＲＶｉ
ｎ(ＲＥ＋Ｒ)
ꎮ
根据Ｒｏｕｔｈ稳定判定条件可得
Ｔｉ/ω２
０>０２ξＴｉω０
＋ＲＶＫｐＫＵＭＴｉωｚ１>０
Ｔｉ＋ＲＶＫｐＫＴｉＵＭωｚ１＋ＲＶＫｐＫＵＭ>０ＲＶＫｐＫＵＭ
>０２ξＴｉω０＋ＲＫｐＫＴｉＵＭωｚ１æèçöø÷Ｔｉ＋ＲＶＫｐＫＴｉＵＭωｚ１＋ＲＶＫｐＫＵＭæèçö
ø÷２ξＴｉω０
＋
ＲＶＫｐＫＵＭＴｉωｚ１－ＲＶＫｐＫＵＭＴｉ
ω２
０
２ξＴｉω０＋ＲＶＫｐＫＵＭ
Ｔｉωｚ１>０ìîíï莘县实验初中
ïïïïïïï
ïïïïïïïïï
ïïïïï由于ＵＭ㊁Ｔｉ㊁ω０㊁ωｚ１㊁Ｋｐ㊁Ｋ㊁ξ㊁ＲＶ均大于零ꎬ因此只需
２ξＴｉω０＋ＲＶＫｐＫＴｉＵＭωｚ１æèçöø÷Ｔｉ＋ＲＶＫｐＫＴｉＵＭωｚ１＋ＲＶＫｐＫＵＭ
三星笔记本r439
æ
èçöø÷２ξＴｉω０＋ＲＶＫｐＫＵＭＴｉ
ωｚ１
－
ＲＶＫｐＫＵＭ
Ｔｉω２０
２ξＴｉω０＋ＲＶＫｐＫＵＭＴｉ
ωｚ１
>０
则由此推出该系统稳定的条件为
１
８１１
