DOI :10.ki.1001-9944.2021.06.016
陈元招1，张源峰1，曾武堃2
(1.闽西职业技术学院信息与制造学院，龙岩364021;2.福建龙净环保股份有限公司，龙岩364000)
摘要：谐振变换器作为电除尘高频电源中的核心部件，其性能直接影响系统的电能传输效率和除尘效果。针对常用的LCC 谐振变换器匝间电容产生环流导致无功功率大和高频时开关器件无法实现零电压导通问题，提出一种基于LLC 谐振变换器和倍压整流器的研究方案，首先介绍LLC 谐振变换器工作模态和电压增益特性，然后对倍压整流器的工作原理和特性进行分析，最后进行仿真和实验验证，证实方案的有效性，能有效地抑制匝间电容，提高变换器功率密度，实现高频高效率的能量转换与传输。关键词：电除尘;LLC 谐振变换器；倍压整流；软开关中图分类号:TP23 文献标识码:A
文章编号:1001⁃9944(2021)06⁃0079⁃06
Research on High Frequency Power Supply of Electrostatic Precipitator Based on LLC Resonant Converter
CHEN Yuan ⁃zhao 1,ZHANG Yuan ⁃feng 1,ZENG Wu ⁃kun 2
(1.Institute of Information and Manufacturing ,Minxi Vocational &Technical College ,Longyan 364021,China ;2.Fujian Longking Co.,Ltd.,Longyan 364000,China )
Abstract :As a core component of a high frequency power supply for the electrostatic precipitator ,the resonant con ⁃verter has a great influence on the power transmission efficiency and dust removal performance.In order to reduce the excessive circulating reactive power caused by the inter ⁃turn capacitor ,and realize the zero ⁃voltage ⁃switch in high frequency application ,a novel electrostatic precipitator power supply is designed in this paper ,based on the LLC res ⁃
onant converter and the voltage doubler rectifier.The operating modes and the voltage gain characteristics of the LLC resonant converter is firstly proposed.Then ,the working principle of the voltage doubler rectifier is analyzed.The proposed scheme will successfully suppress the inter ⁃turn capacitor ,improve the power density of the converter ,and
achieve a high frequency high efficiency energy conversion ,whose effectiveness is verified by the experiments.Key words :electrostatic precipitator ;LLC resonant converter ;voltage doubler rectifier ;soft switch
收稿日期:2021-02-05；修订日期:2021-04-1远
基金项目：福建省教育厅2018年中青年教师教育科研项目(JZ181050)
作者简介：陈元招(1977—)，女，硕士，副教授，研究方向为环保装备电力电子技术；张源峰(1969—)，男，本科，教授，研究方
向为电子技术与通信工程；曾武堃(1981—)，男，本科，工程师，研究方向为电除尘电源。
近年来，随着我国经济快速发展，国家对生态文明建设越来越重视，环保部门对电力、化工等行业的企业粉尘排放标准提出了更高的要求，因此高压静电除尘电源是必不可少的设备。目前，大部分企业高压静电除尘设备主要采用传统的工频电源,
设备体积大且成本高。随着高频电源技术的不断发展，推广应用于除尘设备后，具有体积小、损耗小、效率高等优点，是一种主流高效除尘设备。
谐振变换器是电除尘高频电源的核心部件，其开关损耗和环流将直接影响到除尘效率。已有多位
学者对电除尘应用LCC 谐振变换器进行研究，文献[1]分析电除尘电源系统后级LCC 串并联谐振变换
器双脉冲工作模式；文献[2]针对除尘电源负载的不确定性、非线性和时变性采用LCC 谐振变换器；文献[3]提出一种基于脉冲移相频率调制的新型控制策略，实现了高频电源的全程软开关。
目前，电除尘高频电源大多采用LCC 谐振变换器和全桥整流，电路结构和控制算法较为简单，但效率不高，且存在一些问题[4-5]，当变压器匝比较大时，电压高，匝间电容大，等效为变压器初级并联了一个大电容，此电容会产生非常大的无功功率，导致能量损耗大；当频率高达到几十kHz 时，变压器体积减小，但谐振器开关器件难以满足零
电压导通条件LI 2f >CU 2f ，导致开关器件动态损耗非常大，转换效率大大降低。因此，针对基于
LCC 谐振变换器的电除尘高频电源存在环流和损耗大等问题，本文将提出一种基于LLC 谐振变换器的电除尘高频电源，能在频率较高时开关器件实现ZVS 和ZCS 导通，提高变换器转换效率和功率密度。
1电除尘高频电源主电路拓扑结构
本文所设计的基于LLC 谐振变换器的电除尘高频电源的主电路拓扑结构如图1所示。前级通过三相不
控桥式整流和全桥逆变器得到可控的单相高频交流电压，在一定的频率范围内LLC 谐振变换器保证逆变器开关管工作在ZVS 状态下，高频变压器对高频输出交流电压实现一次升压，而倍压整流电路则将输出电压转变为直流电，并实现二次升压，以提供静电除尘器的高压工作条件。 2LLC 谐振变换器工作模态分析
LLC 谐振变换器如图1所示，其中,L r 为谐振电
感;C r 为谐振电容;L m 为励磁电感。正常情况下,LLC
谐振变换器工作时存在2个谐振频率，一个是由L r ,C r 和L m 发生谐振时的谐振频率f m ；另一个是由L r
和C r 发生谐振时的谐振频率f r ，分别可表示为
f r =
12πL r C r
√(1)f m =
12π(L r +L m )C r
√(2)
根据LLC 谐振变换器开关频率的不同，其常见
工作模式可分为3种：连续工作模式(f s >f r )，临界工作模式(f s =f r )和断续工作模式(f m <f s <f r )。文献
[4]证明，在连续工作模式下，虽然LLC 谐振变换器原边开关器件可实现ZVS ，但二次侧整流二极管上
电流仍连续，难以实现ZCS ，在换流过程中会因反向
恢复而产生一定的损耗。因此，为保证高频电源开关元器件工作在ZVS 和ZCS 状态下，尽量使LLC 谐振变换器工作在断续工作模式(f m <f s <f r )，故下
面以断续工作模式为例对LLC 谐振变换器的电路工作模态进行分析。
断续工作模式下,LLC 谐振变换器的工作波形如图2所示，在一个开关周期内，其电路工作模态共有6种，各模态下的等效电路如图3所示，图中电流方向即为其参考方向。
工作模态1[t 0,t 1]：由于该区间处于PWM 信号的死区范围内，故各开关器件均处于关断状态。结合图2可知，由于谐振电流i L r 和励磁电流i L m 仍为
负，因此，电流需经二极管D 1和D 4续流，电容C 2和C 3进行充电,C 1和C 4则进行放电。
工作模态2[t 1,t 2]：在t 1时刻，开关器件S 1和S 4
图1电除尘高频电源主电路拓扑结构
Fig.1Main circuit topology of high frequency power supply for electrostatic precipitator
三相整流模块
全桥逆变器
电抗器
U V W
C dc
S 1S 3
S 2S 4
LLC 谐振变换器
C r
L r
L m
1∶n
高频变压器
除尘器本体
倍压整流模块
图3不同工作模态下LLC 变换器的等效电路Fig.3Equivalent circuits of LLC converter under
different operating modes
实现零电压导通，由于L m 的两端电压与变压器一次
侧电压相同，均被输出电压所钳位，故励磁电流i L m 呈线性上升趋势。L r 和C r 则发生谐振，谐振电流i L r 按照正弦规律变化。
工作模态3[t 2,t 3]：在t 2时刻，谐振电流i L r 与励
磁电流i L m 相等。此时，变压器原边电流为0，故变压
器不传输能量，二次侧电流为0，倍压整流器实现零
电流关断。此外,L r ,C r 和L m 三者在此阶段共同发生谐振，励磁电感L m 两端电压不再受输出电压影响。
由电路的对称性可知，工作模态4~6的分析过
程与工作模态1~3类似，此处不再赘述。
3LLC 谐振变换器特性分析
LLC 谐振网络的交流等效电路如图4所示，其
中R eq 为等效负载电阻。
由图4可求得LLC 谐振变换器的输入阻抗，即:
Z in (s )=sL r +1sC r +sL m R
eq
sL m +R eq
(3)
V d2V d3V d1V d4
t 0t 1
t 2t 3t 4
t 5t 6
t
t
t t
t
i L r
i L m
000
0V gs1,V gs4
V gs2,V gs3
i L m ,i L r
I s
V D
图2断续工作模式(f m <f s <f r )LLC 变换器工作波形Fig.2Waveforms of LLC converter operating in discontinuous conduction mode (f m <f s <f r )
(a )工作模态1[t 0,t 1]
+
-
U in S 1
D 1C 1
S 3
D 3C 3A B
i L r
S 2
D 2C 2
S 4
D 4C 4
L r
L m
i L m I s
+-
U o C r (b )工作模态2[t 1,t 2]
+
-
U in S 1
D 1C 1
S 3
D 3C 3A B
i L r
S 2
D 2C 2
S 4
D 4C 4
L r
L m
i L m I s
+-
U o C r
(c )工作模态3[t 2,t 3]
+
-
U in S 1
D 1C 1
S 3
D 3C 3A B
i L r
S 2
D 2C 2
S 4
D 4C 4
L r
L m
i L m +-
U o C r
(d )工作模态4[t 3,t 4]
+
-
U in S 1
D 1C 1
S 3
D 3C 3A B
i L r
S 2
D 2C 2
S 4
D 4C 4
L r
L m
i L m +-
U o C r
I s
(e )工作模态5[t 4,t 5]
+
-
U in S 1
D 1C 1
S 3
D 3C 3A B
i L r
S 2
D 2C 2
S 4
D 4C 4
L r
L m
i L m I s
+-
U o C r (f )工作模态6[t 5,t 6]
+
-
U in
S 1
D 1C 1
S 3
D 3C 3A B
i L r
S 2
D 2C 2
S 4
D 4C 4
L r
L m
i L m +-
U o C r
图4LLC 谐振网络交流等效电路
Fig.4Equivalent circuit of LLC resonant network
C r
L r
R eq
i p
i L m
L m
U in
i L r
同时，可得LLC 谐振变换器的网络传递函数，即输出电压增益表达式为
H (s )=U o U in =
sL m //R eq
sL r +1sC r
+sL m //R
eq
(4)
将上式展开，并令s=j ω，可得频域下的网络传
递函数，即:H (j ω)=
-
ω2
C r L m R eq
-j ω3C r L r L m -ω2C r R eq (L r +L m )+j ωL m +R eq
(5)
按照阻抗网络的定义，特征阻抗Z s 和品质因数Q 可分别表示为
Z s =
L r C r √
,Q =Z s R eq =1R eq
L r
C r
√
(6)
为便于分析，分别定义电感归一化比值k 和频
率归一化比值f n ，即:
k =L r L m ,f n =f
s
f r
(7)
联立式(5)，式(6)和式(7)，可得传递函数(输出电压增益)的简化表达式为
M (f n ,k ,Q )=
1
1+k -k f
n
2
()2+Q 2
f n
-1f n
()2
√(8)
下面分两种情况对谐振网络的电压增益函数进行讨论:
(1)固定k ,Q 为参数,f n 为自变量。
令k =0.2,Q 分别取0,0.2,0.35,0.6,1,2和5,
LLC 谐振网络的输出电压增益M 随f n 的变化曲线
如图5所示。
由图5可知，所有增益曲线均经过点(1,1)，即
当f s =f r 时,L r 和C r 发生串联谐振，线路等效阻抗为
0，输入电压全加在L m 上，也即等效负载阻抗R eq 上,
U o =U in 。其次，在电路参数固定后,k 和Z s 均固定，由
式(6)可知,Q 与输出阻抗呈反比。结合图5可知，当
输出阻抗增大时,Q 减小，输出电压增益M 增大；当输出阻抗减小时,Q 增大，输出电压增益M 则减小。特别是当空载(Q =0)时，输出电压增益达到最大值。因此，在进行电路参数设计时，需考虑负载参数，保证负载R eq 最小时，谐振网络依然有足够的输出电压增益。
(2)固定Q ,k 为参数,f n 为自变量。
令Q =0.3,k 分别取0.1,0.2,0.5,0.8,1,1.5和3,
LLC 谐振网络的输出电压增益M 随f n 的变化曲线如图6所示。
由图6可知，在Q 固定的情况下，电压增益M 随k 的增大而增大。但是，随着k 取值的不同，除了电压增益M 之外，电路其它性能指标亦会受到影响，分析如下:
①k 增大，即L r /L m 增大。若L r 固定，则L m 减小,
由于在谐振网络工作过程中，励磁电感L m 在较长的
时间下均被钳位到输出电压；若L m 减小，励磁电感L m 的电流增量Δi L m
=nU o L m
Δt 会因此增大，由于该电
流不进行能量输出传递，故一定程度上增大了电路损耗；若L m 固定，则L r 增大，由式(1)可知，在f r 固定的情况下,C r 变小。再结合式(6)可知，特征阻抗
将大大增大，在Q 固定的情况下,R eq 亦需增大，故谐振网络的带载能力降低。
②k 减小，即L r /L m 减小。该情况虽然能在一定
程度上避免上述问题，但会导致谐振频率f m 变小,
使得系统频率的调节范围变大，一定程度上增大了磁性元件的设计难度。
因此，在进行电路参数设计时,k 的取值必须适中。
10
-1100
101
3.02.52.01.51.00.5
0归一化频率f n
空载Q =0.2Q =0.35Q =0.6Q =1Q =5
Q =2
图5LLC 谐振网络归一化输出电压增益特性(k =0.2)Fig.5Characteristics of normalization output voltage
gain for LLC resonant network (k =0.2)
图6LLC 谐振网络归一化输出电压增益特性(Q =0.3)Fig.6Characteristics of normalization output voltage
gain for LLC resonant network (Q =0.3)
10-1
100
101
864
20归一化频率f n
k =3
k =1.5k =1k =0.8
k =0.5
k =0.2k =0.1
4倍压整流电路原理分析
由于LLC 谐振变换器正常工作时，输出电压增
益有限，为保证除尘器负载有足够高的电压，且降
低高频变压器设计难度，高频电源输出侧采用如图7所示的倍压整流电路。
下面对倍压整流电路的工作原理进行简单分析。第一个周期，输入交流电压的正半周,C 1经D 1
充电，电压升至2√nU o ；输入交流电压的负半周,D 2导通，变压器和C 1同时给C 2充电,C 2电压升至22√nU o 。同理，下一个周期正半周,C 3被充电至22√nU o ；负半周,C 4被充电至22√nU o 。在稳态时，除C 1两端电压为2√nU o 外，其余电容C 2~C 14
两端电压均为22√nU o ，因此，总输出电压为U L =
142√nU o 。
上述分析结果是建立在空载的基础上，实际带
载情况下，各电容上均会出现一定的纹波。由于倍压整流电路的能量是由前级逐步向后级传递的，故各电容的纹波亦会由前向后叠加。文献[6-8]证明,N 级倍压整流电路的输出电压总纹波为
ΔU =I L f s C N (N+1)
2
(9)
式中:I L 为负载电流;f s 为开关频率;C 为倍压整流电路各电容值。
由于各电容纹波的叠加影响，与空载相比，带载情况下的输出电压会出现一定的跌落，实际输出电压可表示为
U L =22√NU o -U Δ=22√NU o -I L (4N 3+3N 2
+2N )
6f s C
(10)
在本文中，基本设计参数如表1所示，因此，在变压器二次侧输入电压峰值为6000V ，倍压整流电路输出电压为72kV 的情况下，倍压级数N 至少应取7。
将相应的电路参数代入式(10)，可求得C 逸63.75
nF ，可采用68nF ，耐压20kV 的电容。
5仿真验证
为验证所提出电除尘高频电源电路拓扑的有
效性以及参数的正确性，下面对系统进行仿真验证。本电除尘高频电源的基本参数如表1所示。
当开关频率f s =f r =40kHz 时，本文所设计高频
电源中LLC 谐振变换器的谐振电流i L r
与励磁电
流i L m
的稳态波形如图8所示。由于此时LLC 谐振变
换器工作在临界工作模式，故L r 和C r 发生谐振,
谐振电流i L r
呈正弦变化。此外,L m 两端电压被钳位
在变压器一次侧电压上，其电压呈方波状变化，故励磁电流i L m
呈锯齿形变化，逆变器开关管具有ZVS
特性。
图7倍压整流电路拓扑
Fig.7Topology of voltage doubler rectifier
表1电除尘高频电源基本参数
Tab.1Parameters of high frequency power supply of
electrostatic precipitator
参数
数值参数数值直流母线电压U dc 500V 谐振电感L r 50.22μH 额定输出电压U L 72kV 谐振电容C r 0.315mF 额定输出电流i L 0.12A 励磁电感L m 185.8μH
额定开关频率f s 40kHz 倍压整流级数N 7变压器变比n
1/12
倍压整流电容C
68nF
图8LLC 谐振变流器电流波形(f s =f r )Fig.8Current waveforms of LLC resonant
converter (f s =f r )
40200-20
-40
0.015000.015020.015040.015060.015080.01510
t /s
i L i L
C 1C 3C 5C 7C 9C 11C 13C 2C 4
C 6
C 8C 10
C 12
C 14
U L
D 1
D 3
D 5
D 7
D 9
D 11
D 13
D 2D 4D 6D 8D 10D 12D 14-+
