一种隔离型功率变换器的制作方法

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1.本发明涉及电子电力技术领域，更具体地，涉及一种隔离型功率变换器。

背景技术：

2.高频变压器在需要电气隔离的变流器应用场合里是不可或缺的。传统的高频变压器在物理构成中因为有高磁导率的磁芯可对绕组磁力线分布进行束缚，所以耦合系数相对较高(k》0.9)，其原副边之间的漏感也较小。但是在一些特定的应用场合，比如无线充电或者高功率密度模块电源等应用中，因为构成变压器的原副边绕组物理位置相对不固定，亦或是超高开关频率下因磁芯材质问题造成损耗太大而不可接受时，在变压器原副边加磁芯元件实现高耦合系数的办法已不能继续延用。在去除磁芯后，变压器为松耦合，其耦合系数将大大降低(k《0.5)，此时原副边的漏感会急剧增加，在数量级上已经和变压器激磁电感相等。增大的漏感会对电力电子变流器造成严重问题，一方面可能会造成元器件电压应力的上升，另一方面会恶化变流器的输出特性，造成变流效率降低，因此需要在电路及控制层面上加以消除或补偿。

技术实现要素：

3.有鉴于此，本发明实施例提供一种隔离型功率变换器，以通过直接调节副边开关组件，以使得副边漏感可以作为功率储能元件，实现了变压器的磁集成，进而可以无需原副边的反馈信号通路，降低了控制复杂度和制造成本。
4.第一方面，本发明实施例提供一种隔离型功率变换器，所述隔离型功率变换器包括：
5.原边电路，被配置为产生交流输入信号；
6.变压器，包括原边绕组和副边绕组，被配置为对所述交流输入信号进行处理，生成副边输入信号；
7.副边电路，包括变流电路和反馈控制电路，所述变流电路被配置为对所述副边输入信号进行变流，以生成输出信号；其中，所述变流电路经由副边开关网络中的副边开关组件对所述副边绕组的副边漏感进行激磁以实现变流，所述反馈控制电路被配置为根据表征所述输出信号的输出反馈信号控制所述副边开关网络中的副边开关组件的开关状态。
8.在本发明实施例中，隔离型功率变换器包括原边电路、变压器和副边电路，其中，副边电路包括变流电路和反馈控制电路，该变流电路经由副边开关网络中的副边开关组件对副边绕组的副边漏感进行激磁以实现变流，反馈控制电路被配置为根据表征输出信号的输出反馈信号控制副边开关网络中的副边开关组件的开关状态。由此，本实施例可以通过直接调节副边开关网络中的副边开关组件，以使得副边漏感可以作为功率储能元件，实现了变压器的磁集成，进而可以无需原副边的反馈信号通路，降低了控制复杂度和制造成本。
附图说明
9.通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
10.图1是本发明实施例的隔离型功率变换器的电路图；
11.图2是本发明实施例一的隔离型功率变换器的副边电路示意图；
12.图3是本发明实施例二的隔离型功率变换器的副边电路示意图；
13.图4是本发明实施例二的副边开关组件的驱动信号的示意图；
14.图5-图8是本发明实施例二的副边电路的等效电路图；
15.图9是本发明实施例三的副边电路示意图；
16.图10是本发明实施例三的副边开关组件的驱动信号的示意图；
17.图11-图12是本发明实施例三的副边电路的等效电路图；
18.图13是本发明实施例四的副边电路示意图；
19.图14是本发明实施例四的副边开关组件的驱动信号的示意图；
20.图15是本发明实施例五的副边电路示意图；
21.图16是本发明实施例五的副边开关组件的驱动信号的示意图；
22.图17是本发明实施例六的副边电路示意图；
23.图18是本发明实施例六的副边开关组件的驱动信号的示意图；
24.图19是本发明实施例七的副边电路示意图；
25.图20是本发明实施例七的副边开关组件的驱动信号的示意图；
26.图21-图22是本发明实施例七的副边电路的等效电路图；
27.图23是本发明实施例八的副边电路示意图；
28.图24是本发明实施例八的副边开关组件的驱动信号的示意图；
29.图25是本发明实施例的副边稳压控制方法的流程图。
具体实施方式
30.以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
31.此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
32.同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
33.除非上下文明确要求，否则在说明书的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。
34.在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不
能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
35.现有的漏感补偿办法一般是在原副边各自加入电容的方式，结合漏感构建两个独立的lc谐振腔，然后通过调节变流器开关频率(pfm)对两个谐振腔的阻抗进行匹配或者失配，以调制输出能量。但对于宽输入输出范围的场合，上述构建谐振腔的方式为了达到稳压的要求，在纯pfm 控制模式下需将开关频率进行大范围调节，将pfm和脉宽调制(pwm) 的结合后虽能减小开关频率调节范围，但可能在某些情况下会造成开关管的软开关特性丢失，对开关器件造成不利影响。另外，原副边分别额外加入的两个谐振电容由于承担了主功率储能作用，因此体积较大，一定程度上对功率密度的提升也有负面影响。
36.图1是本发明实施例的隔离型功率变换器的电路图。在本发明实施例中，隔离型功率变换器1包括原边电路11、变压器12和副边电路13。其中，原边电路11被配置为产生交流输入信号ui。可选的，原边电路 11包括原边阻抗网络111。原边阻抗网络111为包括变压器12原边漏感的阻抗网络。可选的，原边阻抗网络111还可以包含用于补偿或调整变压器12整体阻抗而加入的谐振电容。在其他可选的实现方式中，原边阻抗网络111也可以不包含额外的谐振电容，以进一步降低电路复杂性和成本。变压器12包括原边绕组和副边绕组，其可以为理想的变压电路，仅包括原副边交链磁通完全耦合的部分。
37.在本实施例中，将隔离型功率变换器1以变压器12的原副边进行划分，隔离型功率变换器1中的原边逆变部分作为半级，功率变换器1 的副边所有功率器件形成为一级完整的变流器，此时变压器的副边漏感被赋予功能化，作为后级变流器的功率储能元件，实现了变压器的磁集成。
38.在一种可选的实现方式中，原边电路11可以包括ac交流源，以提供交流输入。可选的，该交流源可以为电压源或电流源，本实施例对此并不进行限制。
39.在另一种可选的实现方式中，原边电路11可以包括dc直流输入源以及由原边开关网络112形成的dc-ac逆变网络。该dc-ac逆变网络用于将dc直流输入源变换成ac交流源。可选的，该dc-ac逆变网络的组成方式可以为正激结构、反激结构、双端的全桥、半桥或推挽结构等。应理解，本实施例并不对dc-ac逆变网络的结构进行限制，其能够实现将直流源转换为交流源即可。应理解，本实施例也不对交流源的交流输入进行限制，也即隔离型功率变换器1的原边输入为不限幅值和形状的任一交流波形，正负半周的脉宽也无需相等。由于本发明采用对副边电路进行闭环控制，因此对于原边电路11中的原边开关网络112，可以以一固定占空比或者固定频率进行开环控制，而不再进行闭环调制。
40.副边电路13包括变流电路131和反馈控制电路132。其中，变流电路131被配置为接收副边输入信号ui，以生成输出信号uo。
41.在本实施例中，变流电路131由副边开关网络131a和变压器12的副边绕组的副边漏感lks形成。其中，变流电路121经由副边开关网络中131a的副边开关组件对副边绕组的副边漏感lks进行激磁以实现变流。反馈控制电路132被配置为根据表征输出信号uo的输出反馈信号控制副边开关网络131a中的副边开关组件的开关状态，以调节输出信号uo，使其趋向于期望值。由此，本实施例的隔离型功率变换器1可以利用副边电路中的副边漏感实现副边闭环控制，也即在副边电路中通过负反馈方式调节副边开关网络中的副边开关组件的开关状态，以实现副边自稳压或稳流，减小了副边电路的体积；同时可以使得原边电路中的
原边开关网络以固定占空比或固定频率进行开环控制，这实现了无需原副边通信即可调节输出信号，进而实现了原副边解耦，降低了系统的控制复杂性，减少了电路结构和成本。
42.在一种可选的实现方式中，本实施例采用具有原副边能量传输时间差异性的不同频率来控制原副解耦策略。其中，本实施例中的隔离型功率变换器1的原边开关频率不大于副边开关频率，并且，原边开关组件的占空比与副边开关组件的占空比无关。由此，本实施例通过设置副边开关频率不小于原边开关频率，使得原副边能量传输时间具有差异性，以实现副边自稳压/稳流，同时对于原边电路中的开关组件，可以以一固定占空比或者固定频率进行开环控制，无需设置原副边的反馈信号通路，实现了原副边解耦。
43.本实施例通过基于隔离型功率变换器输出电压的负反馈来调整副边开关组件的开关状态，以实现稳压或稳流。也就是说，本实施例实现了隔离型功率变换器的副边二次侧自稳压/稳流功能，无需调整原边侧的开关组件的开关频率及占空比，进而无需设置原副边的反馈信号通路，提升了电源功率密度，并降低了系统的控制复杂性和系统成本。
44.本实施例主要以采用pwm模式控制调节副边开关组件的占空比，以稳定输出电压为例进行描述。应理解，本实施例并不对副边开关组件的调节方式进行限制。
45.图2是本发明实施例一的隔离型功率变换器的副边电路示意图。如图2所示，本发明实施例的隔离型功率变换器的副边电路2包括由副边漏感lks和副边开关网络211形成的变流电路21和反馈控制电路22。其中，副边开关网络211包括至少一个副边开关组件。在本实施例中，至少一个副边开关组件受控于对应的驱动信号调整开关状态，以调节输出电压，实现稳压/稳流。其中，副边开关组件的驱动信号根据输出电压对应的误差信号确定。可选的，副边开关组件的开关频率不小于原边开关组件的开关频率，使得原副边能量传输时间具有差异性，以实现副边自稳压/稳流，同时无需设置原副边的反馈信号通路，实现了原副边解耦。
46.在本实施例中，反馈控制电路22被配置为根据表征输出信号的输出反馈信号控制副边开关网络211中的副边开关组件的开关状态。进一步地，反馈控制电路22根据输出反馈信号和参考信号的误差来调整各副边开关组件的占空比，以使得所述输出信号趋向于期望值。在一种可选的实现方式中，反馈控制电路22还包括误差获取电路221和驱动电路 222。误差获取电路221被配置为根据输出电压的输出反馈信号与参考信号的误差，以获取误差信号。可选的，误差获取电路221用于获取从输出端采集的输出反馈信号vf和参考信号vref，并根据输出反馈信号vf 和参考信号vref的差值，获取误差信号ve。可选的，本实施例通过采样输出等效电阻ro两端的电压以获取输出反馈信号vf。进一步可选的，副边电路2还包括与输出等效电阻ro并联的输出电容co，以进一步稳定输出电压、电流等电信号。在本实施例中，参考信号vref可以采用输出信号期望值，也可以采用其他能够表征输出信号期望值的信号。
47.在一种可选的实现方式中，驱动信号222被配置为根据误差信号ve 产生pwm信号，从而确定各副边开关组件的驱动信号，以控制对应的副边开关组件的开关状态。由此，本实施例可以基于输出电压的负反馈调节输出电压，以实现稳压/稳流。进一步可选的，驱动电路222基于误差信号ve和斜坡信号ramp产生pwm信号，从而确定各副边开关组件的驱动信号。应理解，本实施例并不限制于斜坡信号，其他信号、例如馒头波信号等均可应用于本实施例的驱动信号获取中，本实施例并不对此进行限制。应理解，当副边开关组件受pwm信号
控制时，处于高频斩波控制，且开关频率由斜坡信号ramp的频率决定。
48.在一种可选的实现方式中，变流电路21可以形成为ac-dc整流电路或者ac-ac整流电路。进一步可选的，当变流电路21形成为ac-dc 变流电路时，其可以为全波整流电路也可以为半波整流电路，其还可以为升压变流或降压变流。其中，当ac-dc整流电路为全波整流电路时，其升降压状态基于副边开关组件中的控制开关组件的连接位置确定。本实施例并不对变流电路进行限制，其只要能够通过变流实现输出电信号的自稳定即可。
49.在一种可选的实现方式中，若副边开关网络中的副边开关组件的开关频率为原边开关组件的开关频率的整数倍，则还可以通过检测副边输入信号的跳变沿(例如，上升沿)来同步斜坡信号ramp，从而使其与原边的开关频率保持同步，以进一步提高信号调节效率，降低损耗。
50.在一种可选的实现方式中，在副边开关网络的工作周期中，通过对其中至少一个副边开关组件进行斩波控制，使得副边漏感激磁，以实现变流。具体地，反馈控制电路被配置为在副边输入信号的正半周期或负半周期对对应的控制开关组件进行斩波控制，使得副边漏感激磁，以实现变流，进而调节输出信号，使得其趋向于期望值，从而实现副边自稳压或稳流。
51.在本发明实施例中，隔离型功率变换器包括原边电路、变压器和副边电路，其中，副边电路包括变流电路和反馈控制电路，该变流电路经由副边开关网络中的副边开关组件对副边绕组的副边漏感进行激磁以实现变流，反馈控制电路被配置为根据表征输出信号的输出反馈信号控制副边开关网络中的副边开关组件的开关状态。由此，本实施例可以通过直接调节副边开关网络中的副边开关组件，以使得副边漏感可以作为功率储能元件，实现了变压器的磁集成，进而可以无需原副边的反馈信号通路，降低了控制复杂度和制造成本。
52.本发明实施例主要以变流电路为升压型ac-dc整流电路为例进行具体描述。升压型电路即输出信号始终大于输入信号。
53.图3是本发明实施例二的一种隔离型功率变换器的副边电路示意图。在本实施例中，变流电路为升压型全波整流电路，可选的，副边开关组件的开关频率不小于原边开关组件的开关频率的2倍，以使得原副边能量传输时间具有差异性。如图3所示，在实施例中，本实施例的副边电路3包括由副边漏感lks和副边开关网络组成的变流电路。其中，副边开关网络包括副边开关组件31-34。其中，副边开关组件31耦接在副边开关网络的第一输入端i1和副边电路3的第一输出端o1之间，副边开关组件32耦接在副边开关网络的第一输入端i1和副边电路3的第二输出端o2之间，副边开关组件33耦接在副边开关网络的第二输入端i2和副边电路3的第一输出端o1之间，副边开关组件34耦接在副边开关网络的第二输入端i2和副边电路3的第二输出端o2之间。
54.在一种可选的实现方式中，副边开关组件包括并联连接的开关元件和二极管。进一步地，开关元件可以为有源型开关器件。如图3所示，副边开关组件31包括开关元件s1和二极管d1，副边开关组件32包括开关元件s2和二极管d2，副边开关组件33包括开关元件s3和二极管 d3，副边开关组件34包括开关元件s4和二极管d4。在其他可选的实现方式中，副边开关组件也可以为具有寄生二极管的晶体管元件，例如 mos管等。进一步地，在本实施例中，作为控制开关组件的副边开关组件导通的电流方向为从二极管的阴极到阳极。也就是说，控制开关组件导通时副边开关组件中的开关元件处于导通状态，体二极管不导通。作为
非控制开关组件的副边开关组件导通的电流方向为从二极管的阳极到阴极，也即非控制开关导通时可以基于其中的开关元件导通，也可基于对应的二极管导通。其中，非控制开关组件为工作过程中除控制开关组件之外的其他副边开关组件。
55.在一种可选的实现方式中，在不同的控制方式下，本实施例中的副边开关组件31-34均可作为控制开关组件。
56.在本实施例中，以副边开关组件32和34作为控制开关组件为例。其中，在副边输入信号的正半周期，第二副边开关组件32作为控制开关组件，第一副边开关组件31、第三副边开关组件33和第四副边开关组件34为非控制开关组件，在副边输入信号的负半周期，第四副边开关组件34作为控制开关组件，第一副边开关组件31、第二副边开关组件32 和第三副边开关组件33为非控制开关组件。反馈控制电路30被配置为在副边输入信号的正半周期对第二副边开关组件32进行斩波控制使得副边漏感在正半周期激磁、在副边输入信号的负半周期对第四副边开关组件34进行斩波控制使得副边漏感在负半周期激磁，以实现变流。
57.进一步可选的，在本实施例中，反馈控制电路30包括误差获取电路35和驱动电路36。通过误差获取电路35和驱动电路36获取对应的驱动信号，以对副边开关组件32和34进行斩波控制。进一步可选地，副边开关组件31的驱动信号与副边开关组件32互补，副边开关组件33 的驱动信号与副边开关组件34互补。由此，本实施例的副边漏感lks 经副边开关组件32和34短路激磁，并分别经副边开关组件31和34以及33和32放电至输出端，以使得副边电路3起到升压整流的作用，从而实现副边稳压。在一种可选的实现方式中，在本实施例中，误差获取电路35可以包括采样电路351和比较电路a1。采样电路351用于采样获取表征输出电压的输出反馈信号vf。比较电路a1用于比较输出反馈信号vf和参考信号vref，获取误差信号ve。其中，参考信号vref用于表征输出电压期望值。驱动电路36还包括一比较器a2，用于根据误差信号ve与预定的斜坡信号ramp生成互补的pwm信号sw和sw'，以控制副边开关组件31-34。其中，对pwm信号sw进行正相选通获取副边开关组件32的驱动信号sw2，其中驱动信号sw2在负半周期则保持常通状态；对pwm信号sw进行负相选通获取副边开关组件34的驱动信号sw4，其中驱动信号sw4在正半周期则保持常通状态。副边开关组件31的驱动信号sw1与sw2互补，副边开关组件33的驱动信号 sw3与sw4互补。
58.在本实施例中，副边电路3还包括正负相位检测电路，用以检测副边输入信号的正负相位来选择工作的副边开关组件，以切换不同的工作模式。
59.具体地，当副边输入信号处于正半周期时，驱动信号控制副边开关组件处于第一工作模式；当副边输入信号处于负半周期时，切换驱动信号以控制副边开关组件处于第二工作模式。
60.可选的，正负相位检测电路可以通过过零检测实现，本实施例并不对此进行限制。可选的，正负相位检测电路可以通过检测端点a1、或者端点a2、或者端点a3处的信号，以获取输入信号的正负相位，本实施例并不对相位检测点进行限制。
61.在一种可选的实施方式中，若副边开关组件的开关频率为原边开关组件的开关频率的整数倍，则还可以通过检测副边输入信号的跳变沿(例如，上升沿)来同步斜坡信号ramp，从而使其与原边的开关频率保持同步。
62.图4是本发明实施例二的一种副边开关组件的驱动信号的示意图。副边开关组件32在副边输入信号的正半周期选通，也即在副边输入信号的正半周期进行斩波控制，副边
开关组件34在副边输入信号的负半周期选通，也即在副边输入信号的负半周期进行斩波控制，副边开关组件32 在非选通时段(也即在副边输入信号的负半周期)置高，也即保持常通状态，副边开关组件34在非选通时段置高(也即在副边输入信号的正半周期)，即保持常通状态。进一步地，副边开关组件31与副边开关组件 32的驱动信号sw1和sw2互补，副边开关组件33与副边开关组件34 的驱动信号sw3和sw4互补。
63.如图4所示，选通信号sw on pri在副边输入信号的正半周期(t0-t1) 正向置高，在副边输入信号的负半周期(t1-t2)负向置高，以使得副边开关组件32在副边输入信号的正半周期选通，副边开关组件34在副边输入信号的负半周期选通。
64.其中，在t0-t1时刻(也即副边输入信号的正半周期)，驱动信号控制副边开关组件31-34处于第一工作模式，具体地，副边开关组件32和副边开关组件31交替导通，副边开关组件34保持导通，副边开关组件 33保持关断。在t1-t2时刻(也即副边输入信号的负半周期)，驱动信号控制副边开关组件31-34处于第二工作模式，具体地，副边开关组件32 保持导通，副边开关组件31保持关断，副边开关组件34和副边开关组件33交替导通。由此，反馈控制电路30生成对应的驱动信号，以在副边输入信号的正半周期控制第二副边开关组件32和第四副边开关组件 34导通以使得副边漏感lks激磁，控制第一副边开关组件31和第四副边开关组件34导通以释放能量至副边电路的输出端，在副边输入信号的负半周期控制第四副边开关组件34和第二副边开关组件32导通以使得副边漏感激磁，控制第三副边开关组件33和第二副边开关组件32导通以释放能量至副边电路的输出端，从而实现变流电路的升压整流作用，进而实现副边自稳压和稳流。
65.图5-图8是本发明实施例二的副边电路的等效电路图。在副边输入信号的正半周期中，在副边开关组件32和34导通，副边开关组件31 和33关断(例如t0-t01时刻)时，副边电路的等效电路图如图5所示。在副边开关组件32和34导通，副边开关组件31和33关断时，副边漏感lks、副边开关组件32、副边开关组件34以及副边线圈形成电流回路。其中，副边开关组件32和34导通使副边漏感lks短路激磁，激磁时间大小由副边开关组件32和34的共同导通时间确定。在电流回路中，作为控制开关组件的副边开关组件32的电流方向为从二极管d2的阴极到阳极，作为非控制开关组件的副边开关组件34的电流方向为二极管d4 的阳极到阴极。
66.在副边开关组件32和33关断、副边开关组件31和34导通(例如 t01-t02时刻)时，副边电路的等效电路图如图6所示。在副边开关组件 32和33关断、副边开关组件31和34导通时，副边漏感lks、副边开关组件31、输出等效电阻ro、副边开关组件34以及副边线圈形成电流回路，副边漏感lks经副边开关组件31和34进行续流。在电流回路中，作为非控制开关组件的副边开关组件31的电流方向为二极管d1的阳极到阴极，副边控制开关34的电流方向为二极管d4的阳极到阴极。
67.在副边输入信号的正半周期中，在副边开关组件32导通期间，副边开关组件32和34导通使副边漏感lks短路激磁，在副边开关组件32 关断期间，副边漏感lks经副边开关组件31和34进行续流，由此实现了升压变流。
68.在副边输入信号的负半周期中，在副边开关组件32和34导通，副边开关组件31和33关断(例如t1-t11时刻)时，副边电路的等效电路图如图7所示。在副边开关组件32和34导通，副边开关组件31和33 关断时，副边漏感lks、副边线圈、副边开关组件34以及副边开关
组件 32形成电流回路。其中，副边开关组件32和34导通使副边漏感lks短路激磁，激磁时间大小由副边开关组件32和34的共同导通时间确定。在电流回路中，作为控制开关组件的副边开关组件34的电流方向为从二极管d4的阴极到阳极，作为非控制开关组件的副边开关组件32的电流方向为二极管d2的阳极到阴极。
69.在副边开关组件31和34关断、副边开关组件32和33导通(例如 t11-t12时刻)时，副边电路的等效电路图如图8所示。在副边开关组件 31和34关断、副边开关组件32和33导通时，副边漏感lks、副边线圈、副边开关组件33、输出等效电阻ro以及副边开关组件32形成电流回路，副边漏感lks经副边开关组件32和33进行续流。在电流回路中，作为非控制开关组件的副边开关组件32的电流方向为二极管d2的阳极到阴极，副边控制开关33的电流方向为二极管d3的阳极到阴极。
70.在副边输入信号的负半周期中，在副边开关组件34导通期间，副边漏感lks经副边开关组件32和34导通短路激磁，在副边开关组件34 关断期间，副边漏感lks经副边开关组件32和33进行续流，由此实现了升压变流。
71.综上，在副边输入信号的正半周期和负半周期中，副边漏感lks经副边开关组件32和34导通短路激磁，并分别经由副边开关组件31、34 以及副边开关组件32和33进行续流，实现了全波升压整流，从而实现副边自稳压。
72.图9是本发明实施例三的副边电路示意图。如图9所示，在本实施例中的副边电路9与本发明实施例二中的副边电路3类似，具体组成在此不再赘述。在本实施例中，以副边开关组件33和31作为控制开关组件为例。其中，在副边输入信号的正半周期，第三副边开关组件33作为控制开关组件，第一副边开关组件31、第二副边开关组件32、第四副边开关组件34为非控制开关组件，在副边输入信号的负半周期，第一副边开关组件31作为控制开关组件，第二副边开关组件32、第三副边开关组件33、第四副边开关组件34为非控制开关组件。反馈控制电路30被配置为在副边输入信号的正半周期对第三副边开关组件33进行斩波控制使得副边漏感在正半周期激磁、在副边输入信号的负半周期对第一副边开关组件31进行斩波控制使得副边漏感在负半周期激磁，以实现变流。
73.其中，反馈控制电路30根据采样获取的输出反馈信号vf和参考信号vref，获取误差信号，并基于误差信号和斜坡信号ramp生成互补的 pwm信号sw和sw'，以控制副边开关组件31-34。其中，对pwm信号sw进行正相选通获取副边开关组件33的驱动信号sw3，其中驱动信号sw3在负半周期则保持常通状态；对pwm信号sw进行负相选通获取副边开关组件31的驱动信号sw1，其中驱动信号sw1在正半周期则保持常通状态。进一步可选的，副边开关组件32的驱动信号sw2与 sw1互补，副边开关组件34的驱动信号sw4与sw3互补。由此，本实施例的副边漏感lks经副边开关组件33和31短路激磁，并分别经副边开关组件31和34以及33和32放电至输出端，以使得副边电路9起到升压整流的作用，从而实现副边稳压。
74.在一种可选的实现方式中，在本实施例中，若副边开关组件的开关频率为原边开关组件的开关频率的整数倍，还可以通过检测副边输入信号的跳变沿(例如上升沿或下降沿)来同步斜坡信号ramp，从而使得其与原边的开关频率保持同步，进一步提高稳压效率。
75.在一种可选的实现方式中，还可以通过检测副边输入信号的正负相位来选择工作的副边开关组件，以切换不同的工作模式，也即使得驱动信号根据副边输入信号的正负相位而同步切换驱动逻辑。具体地，当副边输入信号处于正半周期时，驱动信号控制副边开关
组件处于第一工作模式；当副边输入信号处于负半周期时，切换驱动信号以控制副边开关组件处于第二工作模式。进一步可选的，副边电路9还可以包括正负相位检测电路(图9中未示出)，用于检测副边输入信号的正负相位，以实现副边开关组件的驱动信号与副边输入信号的相位同步，以使得各副边开关组件切换对应的工作模式。
76.可选的，正负相位检测电路可以通过过零检测实现，本实施例并不对此进行限制。可选的，正负相位检测电路可以通过检测端点a1、或者端点a2、或者端点a3处的信号，以获取输入信号的正负相位，本实施例并不对相位检测点进行限制。
77.图10是本发明实施例三的副边开关组件的驱动信号的示意图。在本实施例中，副边开关组件33在副边输入信号的正半周期选通，也即在副边输入信号的正半周期进行斩波控制，副边开关组件31在副边输入信号的负半周期选通，也即在副边输入信号的负半周期进行斩波控制，副边开关组件33在非选通时段(也即在副边输入信号的负半周期)置高，也即保持常通状态，副边开关组件31在非选通时段置高(也即在副边输入信号的正半周期)，即保持常通状态。进一步地，副边开关组件32与副边开关组件31的驱动信号sw2和sw1互补，副边开关组件34与副边开关组件33的驱动信号sw4和sw3互补。
78.如图10所示，选通信号sw on pri在副边输入信号的正半周期(t0-t1) 正向置高，在副边输入信号的负半周期(t1-t2)负向置高，以使得副边开关组件33在副边输入信号的正半周期选通，副边开关组件31在副边输入信号的负半周期选通。
79.其中，在t0-t1时刻(也即副边输入信号的正半周期)，驱动信号控制副边开关组件31-34处于第一工作模式，具体地，副边开关组件33和副边开关组件34交替导通，副边开关组件31保持导通，副边开关组件 32保持关断。在t1-t2时刻(也即副边输入信号的负半周期)，驱动信号控制副边开关组件31-34处于第二工作模式，具体地，副边开关组件33 保持导通，副边开关组件34保持关断，副边开关组件31和副边开关组件32交替导通。由此，反馈控制电路30生成对应的驱动信号，以在副边输入信号的正半周期控制第三副边开关组件33和第一副边开关组件 31导通以使得副边漏感lks激磁，控制第一副边开关组件31和第四副边开关组件34导通以释放能量至副边电路的输出端，在副边输入信号的负半周期控制第三副边开关组件33和第一副边开关组件31导通以使得副边漏感激磁，控制第三副边开关组件33和第二副边开关组件32导通以释放能量至副边电路的输出端，从而实现变流电路的升压整流作用，进而实现副边自稳压和稳流。
80.图11-图12是本发明实施例二的副边电路的等效电路图。在副边输入信号的正半周期中，在副边开关组件31和33导通，副边开关组件32 和34关断(例如t0-t01时刻)时，副边电路的等效电路图如图11所示。在副边开关组件32和34关断，副边开关组件31和33导通时，副边漏感lks、副边开关组件31、副边开关组件33以及副边线圈形成电流回路。其中，副边开关组件31和33导通使副边漏感lks短路激磁，激磁时间大小由副边开关组件31和33的共同导通时间确定。在电流回路中，作为控制开关组件的副边开关组件33的电流方向为从二极管d3的阴极到阳极，作为非控制开关组件的副边开关组件31的电流方向为从二极管 d1的阳极到阴极。
81.在副边开关组件32和33关断、副边开关组件34和31导通(例如 t01-t02时刻)时，副边电路的等效电路图如图6所示。在副边开关组件 32和33关断、副边开关组件34和31导通时，副边漏感lks、副边开关组件31、输出等效电阻ro、副边开关组件34以及副边线圈形成
电流回路，副边漏感lks经副边开关组件34和31进行续流。在电流回路中，作为非控制开关组件的副边开关组件31的电流方向为二极管d1的阳极到阴极，副边控制开关34的电流方向为二极管d4的阳极到阴极。
82.在副边输入信号的正半周期中，在副边开关组件33导通期间，副边开关组件33和31导通使副边漏感lks短路激磁，在副边开关组件33 关断期间，副边漏感lks经副边开关组件34和31进行续流，由此实现了升压变流。
83.在副边输入信号的负半周期中，在副边开关组件31和33导通，副边开关组件32和34关断(例如t1-t11时刻)时，副边电路的等效电路图如图12所示。在副边开关组件31和33导通，副边开关组件32和34 关断时，副边漏感lks、副边线圈、副边开关组件33以及副边开关组件 31形成电流回路。其中，副边开关组件31和33导通使副边漏感lks短路激磁，激磁时间大小由副边开关组件31和33的共同导通时间确定。其中，作为控制开关组件的副边开关组件31的电流方向为从二极管d4 的阴极到阳极，作为非控制开关组件的副边开关组件33的电流方向为从二极管d3的阳极到阴极。
84.在副边开关组件31和34关断、副边开关组件32和33导通(例如t11-t12时刻)时，副边电路的等效电路图如图8所示。在副边开关组件 31和34关断、副边开关组件32和33导通时，副边漏感lks、副边线圈、副边开关组件33、输出等效电阻ro以及副边开关组件32形成电流回路，副边漏感lks经副边开关组件32和33进行续流。在电流回路中，作为非控制开关组件的副边开关组件32的电流方向为二极管d2的阳极到阴极，副边控制开关33的电流方向为二极管d3的阳极到阴极。
85.在副边输入信号的负半周期中，在副边开关组件31导通期间，副边漏感lks经副边开关组件31和33导通短路激磁，在副边开关组件31 关断期间，副边漏感lks经副边开关组件32和33进行续流，由此实现了升压变流。
86.综上，在副边输入信号的正半周期和负半周期中，副边漏感lks经副边开关组件31和33导通短路激磁，并分别经由副边开关组件31、34 以及副边开关组件32和33进行续流，实现了全波升压整流，从而实现副边自稳压。
87.图13是本发明实施例四的副边电路示意图。图13示出了另一种升压全波整流的控制策略，在本实施例中，以第二副边开关组件(副边开关组件32)和第一副边开关组件(副边开关组件31)为控制开关组件。其中，在副边输入信号的正半周期，第二副边开关组件32作为控制开关组件，第一副边开关组件31、第三副边开关组件33、第四副边开关组件 34为非控制开关组件，在副边输入信号的负半周期，第一副边开关组件 31作为控制开关组件，第二副边开关组件32、第三副边开关组件33、第四副边开关组件34为非控制开关组件。反馈控制电路30被配置为在副边输入信号的正半周期对第二副边开关组件32进行斩波控制使得副边漏感在正半周期激磁、在副边输入信号的负半周期对第一副边开关组件31进行斩波控制使得副边漏感在负半周期激磁，以实现全波升压整流，进而实现副边自稳压。
88.如图13所示，在本实施例中，驱动电路中的比较器a2根据误差信号ve与预定的斜坡信号ramp生成互补的pwm信号sw和sw'，以控制副边开关组件31-34。其中，对pwm信号sw进行正相选通获取副边开关组件32的驱动信号sw2，对pwm信号sw进行负相选通获取副边开关组件31的驱动信号sw1，其中在非选通时段，驱动信号sw1 和sw2互补。副边开关组件34在副边输入信号的正半周期保持常通；副边开关组件33在副边输入信号的负半周期保持常通。
因此，副边开关组件32在副边输入信号的正半周期中受控导通时实现漏感lks激磁，副边开关组件31在副边输入信号的负半周期中受控导通时实现漏感lks 激磁。
89.在一种可选的实现方式中，为了保持副边开关组件31和32的调制逻辑有效性，控制副边开关组件的驱动信号与原边开关组件同步。具体地，本实施例可以通过检测副边输入信号的跳变沿来同步斜坡信号 ramp，从而使其与原边的开关频率保持同步。
90.进一步可选的，副边电路13还可以包括正负相位检测电路(图15 中未示出)，用于检测副边输入信号的正负相位，以控制各副边开关组件切换不同的工作模式。
91.图14是本发明实施例四的副边开关组件的驱动信号的示意图。如图14所示，选通信号sw on pri在副边输入信号的正半周期(t0'-t1')正向置高，在副边输入信号的负半周期(t1'-t2')负向置高，以使得副边开关组件32在副边输入信号的正半周期导通时实现激磁，副边开关组件 31在副边输入信号的负半周期导通时实现激磁。
92.在副边输入信号的正半周期中，在副边开关组件32和34导通，副边开关组件31和33关断(例如t0'-t01'时刻)时，副边电路的等效电路图可参考图5。其中，副边漏感lks、副边开关组件32、副边开关组件 34以及副边线圈形成电流回路。其中，副边开关组件32和34导通使副边漏感lks短路激磁，激磁时间大小由副边开关组件32和34的共同导通时间确定。在电流回路中，作为控制开关组件的副边开关组件32的电流方向为从二极管d2的阴极到阳极，作为非控制开关组件的副边开关组件34的电流方向为从二极管d2的阳极到阴极。
93.在副边开关组件32和33关断、副边开关组件31和34导通(例如 t01'-t02'时刻)时，副边电路的等效电路图可参考图6。其中，副边漏感lks、副边开关组件31、输出等效电阻ro、副边开关组件34以及副边线圈形成电流回路，副边漏感lks经副边开关组件31和34进行续流。在电流回路中，作为非控制开关组件的副边开关组件31的电流方向为二极管d1的阳极到阴极，副边控制开关34的电流方向为二极管d4的阳极到阴极。
94.在副边输入信号的正半周期中，在副边开关组件32导通期间，副边漏感lks经副边开关组件32和34导通使得副边漏感lks短路激磁，在副边开关组件32关断期间，副边漏感lks经副边开关组件31和34 进行续流，由此实现了升压变流。
95.在副边输入信号的负半周期中，在副边开关组件31和33导通，副边开关组件32和34关断(例如t1'-t11'时刻)时，副边电路的等效电路图如图12所示。其中，副边漏感lks、副边线圈、副边开关组件33以及副边开关组件31形成电流回路。其中，副边开关组件31和33导通使副边漏感lks短路激磁，激磁时间大小由副边开关组件31和33的共同导通时间确定。在电流回路中，作为控制开关组件的副边开关组件31 的电流方向为从二极管d1的阴极到阳极，作为非控制开关组件的副边开关组件33的电流方向为从二极管d3的阳极到阴极。
96.在副边开关组件31和34关断、副边开关组件32和33导通(例如 t11'-t12'时刻)时，副边电路的等效电路图可参考图8。其中，副边漏感 lks、副边线圈、副边开关组件33、输出等效电阻ro以及副边开关组件 32形成电流回路，副边漏感lks经副边开关组件32和33进行续流。在电流回路中，作为非控制开关组件的副边开关组件32的电流方向为二极管d2的阳极到阴极，副边控制开关33的电流方向为二极管d3的阳极到阴极。
97.在副边输入信号的负半周期中，在副边开关组件31导通期间，副边漏感lks经副边开关组件31和33导通短路激磁，在副边开关组件31 关断期间，副边漏感lks经副边开关组件32和33进行续流，由此实现了升压变流。
98.综上，在副边输入信号的正半周期和负半周期中，副边漏感lks经副边开关组件31和32导通短路激磁，并经由副边开关组件32和33、以及31和34进行续流，实现了全波升压整流，从而实现副边自稳压。
99.在上述实施例中，副边开关组件34和33的驱动信号sw4、sw3 分别根据原边的相位分时置高，进行同步整流以降低损耗，在其他可选的实现方式中，副边开关组件34和33的驱动信号也可一直保持为0，由与其并联的二极管进行续流。
100.图15是本发明实施例五的副边电路示意图。如图15所示，在本实施例中的副边电路15与本发明实施例四中的副边电路13类似，具体组成在此不再赘述。在本实施例中，以副边开关组件33和34作为控制开关为例。其中，在副边输入信号的正半周期，第三副边开关组件33作为控制开关组件，第一副边开关组件31、第二副边开关组件32、第四副边开关组件34为非控制开关组件，在副边输入信号的负半周期，第四副边开关组件34作为控制开关组件，第一副边开关组件31、第二副边开关组件32、第三副边开关组件33为非控制开关组件。反馈控制电路30被配置为在副边输入信号的正半周期对第三副边开关组件33进行斩波控制使得副边漏感在正半周期激磁、在副边输入信号的负半周期对第四副边开关组件34进行斩波控制使得副边漏感在负半周期激磁，以实现变流。
101.其中，反馈控制电路30根据采样获取的输出反馈信号vf和参考信号vref，获取误差信号ve，并基于误差信号ve和斜坡信号ramp生成互补的pwm信号sw和sw'，以控制副边开关组件31-34。其中，对 pwm信号sw进行正相选通获取副边开关组件33的驱动信号sw3，对 pwm信号sw进行负相选通获取副边开关组件34的驱动信号sw4。其中，在非选通时段，驱动信号sw1和sw2互补。副边开关组件31在副边输入信号的正半周期保持常通；副边开关组件32在副边输入信号的负半周期保持常通。因此，副边开关组件33在副边输入信号的正半周期中受控导通时实现漏感lks激磁，副边开关组件34在副边输入信号的负半周期中受控导通时实现漏感lks激磁。
102.在一种可选的实现方式中，为了保持副边开关组件31和32的调制逻辑有效性，控制副边开关组件的驱动信号与原边开关组件同步。具体地，本实施例可以通过检测副边输入信号的跳变沿来同步斜坡信号 ramp，从而使其与原边的开关频率保持同步。
103.进一步可选的，副边电路15还可以包括正负相位检测电路(图15 中未示出)，用于检测副边输入信号的正负相位，以控制各副边开关组件切换不同的工作模式。
104.图16是本发明实施例五的副边开关组件的驱动信号的示意图。如图16所示，选通信号sw on pri在副边输入信号的正半周期(t0'-t1')正向置高，在副边输入信号的负半周期(t1'-t2')负向置高，以使得副边开关组件33在副边输入信号的正半周期导通时实现激磁，副边开关组件 34在副边输入信号的负半周期导通时实现激磁。
105.在副边输入信号的正半周期中，在副边开关组件31和33导通，副边开关组件32和34关断(例如t0'-t01'时刻)时，副边电路的等效电路图可参考图11。其中，副边漏感lks、副边开关组件31、副边开关组件 33以及副边线圈形成电流回路。其中，副边开关组件31和33导通使副边漏感lks短路激磁，激磁时间大小由副边开关组件31和33的共同导通时间确定。在电流回路中，作为控制开关组件的副边开关组件33的电流方向为从二极管d3的阴极到阳极，作为非控制开关组件的副边开关组件31的电流方向为从二极管d1的阳极到阴极。
106.在副边开关组件33和32关断、副边开关组件31和34导通(例如 t01'-t02'时刻)
时，副边电路的等效电路图可参考图6。其中，副边漏感 lks、副边开关组件31、输出等效电阻ro、副边开关组件34以及副边线圈形成电流回路，副边漏感lks经副边开关组件31和34进行续流。在电流回路中，作为非控制开关组件的副边开关组件31的电流方向为二极管d1的阳极到阴极，副边控制开关34的电流方向为二极管d4的阳极到阴极。
107.在副边输入信号的正半周期中，在副边开关组件33导通期间，副边漏感lks经副边开关组件33和31导通使得副边漏感lks短路激磁，在副边开关组件33关断期间，副边漏感lks经副边开关组件31和34 进行续流，由此实现了升压变流。
108.在副边输入信号的负半周期中，在副边开关组件34和32导通，副边开关组件31和33关断(例如t1'-t11'时刻)时，副边电路的等效电路图如图7所示。其中，副边漏感lks、副边线圈、副边开关组件34以及副边开关组件32形成电流回路。其中，副边开关组件34和32导通使副边漏感lks短路激磁，激磁时间大小由副边开关组件34和32的共同导通时间确定。在电流回路中，作为控制开关组件的副边开关组件34的电流方向为从二极管d4的阴极到阳极，作为非控制开关组件的副边开关组件32的电流方向为从二极管d2的阳极到阴极。
109.在副边开关组件31和34关断、副边开关组件32和33导通(例如 t11'-t12'时刻)时，副边电路的等效电路图可参考图8。其中，副边漏感 lks、副边线圈、副边开关组件33、输出等效电阻ro以及副边开关组件 32形成电流回路，副边漏感lks经副边开关组件32和33进行续流。在电流回路中，作为非控制开关组件的副边开关组件32的电流方向为二极管d2的阳极到阴极，副边控制开关33的电流方向为二极管d3的阳极到阴极。
110.在副边输入信号的负半周期中，在副边开关组件34导通期间，副边漏感lks经副边开关组件34和32导通短路激磁，在副边开关组件34 关断期间，副边漏感lks经副边开关组件32和33进行续流，由此实现了升压变流。
111.综上，在副边输入信号的正半周期和负半周期中，副边漏感lks经副边开关组件33和34导通短路激磁，并经由副边开关组件32和33、以及31和34进行续流，实现了全波升压整流，从而实现副边自稳压。
112.在上述实施例中，副边开关组件32和31的驱动信号sw2、sw1 分别根据原边的相位分时置高，进行同步整流以降低损耗，在其他可选的实现方式中，副边开关组件32和31的驱动信号也可一直保持为0，由与其并联的二极管进行续流。
113.如上述实施例二到实施例五中的各副边开关组件的驱动信号，其均可以使得副边开关组件的驱动信号与原边开关频率保持同步。在其他可选的实现方式中，也可不进行同步，下面以第二副边开关组件32和第四副边开关组件34作为控制开关组件为例进行具体说明，应理解，上述其他控制方式也可不进行同步，其控制方式与此类似，在此不再赘述。
114.图17是本发明实施例六的副边电路示意图。图17示出了另一种升压全波整流的控制策略，相对于图3所示的副边电路，本实施例的副边电路17无需相位检测电路，也无需对副边开关组件32和34进行相位选通，这进一步简化了电路和控制策略。
115.图18是本发明实施例六的副边开关组件的驱动信号的示意图。如图18所示，在本实施例中，副边开关组件32和34具有相同的驱动信号，在副边输入信号的整个周期内以pwm信号sw作为驱动信号，副边开关组件31和33具有相同的驱动信号，并在副边输入信号的整个周期内以pwm信号sw'作为驱动信号。其中，驱动信号sw和驱动信号sw' 互补。
116.在副边输入信号的正半周期，在副边开关组件32和34导通，副边开关组件31和33
关断时，副边电路的等效电路图可参考图5。其中，如图5所示，在副边输入信号的正半周期，副边漏感lks、副边开关组件32、副边开关组件34以及副边线圈形成电流回路。副边开关组件32 和34导通使副边漏感lks短路激磁，激磁时间大小由副边开关组件32 和34的共同导通时间确定。在副边开关组件32和34关断时，副边漏感 lks经副边开关组件31和33导通续流，等效电路图可参考图11，实现了全波升压整流，从而实现副边自稳压。
117.在副边输入信号的负半周期，在副边开关组件32和34导通，副边开关组件31和33关断时，副边电路的等效电路图可参考图7。如图7 所示，在副边输入信号的负半周期，副边漏感lks、副边开关组件34、副边开关组件32以及副边线圈形成电流回路，副边开关组件32和34 导通使副边漏感lks短路激磁，激磁时间大小由副边开关组件32和34 的共同导通时间确定。在副边开关组件32和34关断时，副边漏感lks 经副边开关组件31和33导通续流，等效电路图可参考图13，实现了全波升压整流，从而实现副边自稳压。
118.在其他可选的实现方式中，副边开关组件31和33的驱动信号也可一直置低，以通过其中的二极管d1和d3进行续流，这仍然可以实现全波升压整流，进而实现副边自稳压。
119.进一步可选的，在本实施例中，在副边开关频率远大于原边开关频率，也即副边开关频率与原边开关频率的比值大于预定值(或者副边开关频率与原边开关频率的差值大于一预定值)时，无需对副边输入信号的正负相位进行检测并同步副边开关组件的驱动信号，这避免了负载能量倒灌，进一步提高了调节效率。同时，这在保证稳压的同时，进一步简化了控制策略，由于无需相位检测电路，也进一步简化了电路，降低了成本。
120.综上，从上述升压型全波整流电路的各类控制策略的等效电路图可得出，无论是以副边开关组件32和34为控制开关组件(或副边开关组件31和33为控制开关组件)的控制策略、还是以副边开关组件31和 32为控制开关组件(或副边开关组件33和34为控制开关组件)的控制策略，均可以使得副边漏感lks处于升压整流模式。这两种控制策略的区别在于：在整个原边工作周期内，副边漏感lks的激磁路径不同，在第一种控制策略中，对应实施例二、实施例三，包括一条副边开关组件 32和34(或者副边开关组件31和33)导通时的激磁路径(参考图5)，而在第二种控制策略中，对应实施例四和实施例五，包括一条副边开关组件32和34导通时的激磁路径(参考图5)以及另一条副边开关组件 31和33导通时的激磁路径(参考图11)。此外，当副边频率远大于原边频率时，可以选择实施例六的控制方式，此时不需要对副边输入信号的正负相位进行检测并同步副边开关组件的驱动信号。
121.图19是本发明实施例七的副边电路示意图。在本实施例中，变流电路为升压型半波整流电路，可选的，副边开关组件的开关频率不小于原边开关组件的开关频率，以使得原副边能量传输时间具有差异性。如图19所示，在实施例中，本实施例的副边电路19包括副边漏感lks'和副边开关网络组成的变流电路，副边开关网络包括副边开关组件41-43。其中，副边开关组件41连接在副边开关网络的第一输入端i1'和副边电路29的第一输出端o1'之间，副边开关组件42连接在副边开关网络的第一输入端i1'和副边电路29的第二输出端o2'之间，副边开关组件43连接在副边开关网络的第二输入端i2'和副边电路29的第一输出端o2'之间。
122.在一种可选的实现方式中，副边开关组件包括并联连接的开关元件和二极管。进一步地，开关元件可以为有源型开关器件。如图19所示，副边开关组件41包括开关元件s1'和二极管d1'，副边开关组件42包括开关元件s2'和二极管d2'，副边开关组件43包括开关元
件s3'和二极管d3'。在其他可选的实现方式中，副边开关组件也可以为具有寄生二极管的晶体管元件，例如mos管等。
123.在一种可选的实现方式中，本实施例中的副边开关组件42作为控制开关组件。也就是说，在本实施例中，通过反馈控制电路中的误差获取电路44和驱动电路45获取对应的驱动信号，以驱动副边开关组件42 导通或关断。进一步地，在副边输入信号的正半周期，副边开关组件41 的驱动信号与副边开关组件42互补，副边开关组件43的驱动信号保持常通状态。由于图19中所示的副边电路包括升压型半波整流电路，因此副边开关组件41-43在副边输入信号的负半周期均置低，也即保持关断状态。并且，本实施例的副边开关组件43中的二极管具有反向阻断作用，使得不向副边传递能量，从而实现半波整流。本实施例的半波整流以正相选通为例，应理解，本实施例的控制策略也可应用至负相选通(在副边输入信号的正半周期，副边开关组件41-43保持关断状态)的半波整流中，本实施例并不对此进行限制。
124.在本实施例中，副边漏感lks经副边开关组件42和副边开关组件 43短路激磁，并经副边开关组件41和副边开关组件43放电至输出端，以使得副边电路起到升压整流的作用，从而实现副边稳压。
125.在一种可选的实现方式中，在本实施例中，误差获取电路44可以包括采样电路441和比较电路a3。采样电路441用于采样获取表征输出电压的输出反馈信号vf。比较电路a3用于比较输出反馈信号vf和参考信号vref，获取误差信号ve。其中，参考信号vref用于表征输出电压期望值。驱动电路45还包括一比较器a4，用于根据误差信号ve与预定的斜坡信号ramp生成互补的pwm信号sw和sw’。在本实施例中，对pwm信号进行正相选通获取副边开关组件42的驱动信号sw2。其中，副边开关组件41的驱动信号sw1与副边开关组件42的驱动信号 sw2互补。
126.在一种可选的实现方式中，在本实施例中，副边开关组件的开关频率为原边开关组件的开关频率的整数倍，控制副边开关组件的驱动信号与原边开关组件同步。具体地，本实施例可以通过检测副边输入信号的跳变沿来同步斜坡信号ramp，从而使其与原边的开关频率保持同步。
127.进一步可选的，副边电路19还可以包括正负相位检测电路(图19 中未示出)，用于检测副边输入信号的正负相位，以控制各副边开关组件切换不同的工作模式。
128.可选的，正负相位检测电路可以通过过零检测实现，本实施例并不对此进行限制。可选的，正负相位检测电路可以通过检测端点b1、或者端点b2、或者端点b3处的信号，以获取输入信号的正负相位，本实施例并不对相位检测点进行限制。
129.图20是本发明实施例七的副边开关组件的驱动信号的示意图。在副边输入信号的正半周期，副边开关组件41的驱动信号sw1与副边开关组件42的驱动信号sw2互补，副边开关组件43的驱动信号sw3保持置高，也即保持常通。在副边输入信号的负半周期，副边开关组件41-43 的驱动信号sw1-sw3均保持置低，也即保持关断状态。
130.如图20所示，选通信号sw on pri在副边输入信号的正半周期正向置高，在副边输入信号的负半周期负向置高，以在副边输入信号的正半周期选通pwm信号sw作为副边开关组件42的驱动信号。
131.图21-图22是本发明实施例七的副边电路的等效电路图。在副边输入信号的正半周期中，在副边开关组件42和43导通，副边开关组件41 关断(例如t3-t31时刻)时，副边电
路19的等效电路图如图21所示。其中，副边漏感lks'、副边开关组件42、副边开关组件43以及副边线圈形成电流回路。其中，副边漏感lks'经副边开关组件42和副边开关组件43短路激磁，激磁时间大小由副边开关组件42的导通时间确定。
132.在副边开关组件42关断、副边开关组件41和43导通(例如t31-t32 时刻)时，副边电路19的等效电路图如图22所示。其中，副边漏感lks'、副边开关组件41、输出等效电阻ro'、副边开关组件43以及副边线圈形成电流回路，副边漏感lks'经副边开关组件41和43进行续流。
133.在副边输入信号的正半周期中，在副边开关组件42导通期间，副边漏感lks'经副边开关组件42和43导通短路激磁，在副边开关组件42 关断期间，副边漏感lks'经副边开关组件41和43进行续流，并且控制副边开关组件41-43在副边输入信号的负半周期保持关断，由此实现了升压半波整流，进而实现稳压，降低损耗。
134.在其他可选的实现方式中，也可不与原边开关组件进行同步，这相对于图19所示的副边电路，进一步简化了电路和控制策略。
135.图23是本发明实施例八的副边电路示意图。图23示出了另一种升压半波整流的控制策略，相对于图19所示的副边电路，本实施例的副边电路无需相位检测电路，也无需对副边开关组件42进行相位选通，这进一步简化电路和控制策略。
136.图24是本发明实施例八的副边开关组件的驱动信号的示意图。如图24所示，在本实施例中，副边开关组件42的驱动信号为sw2，副边开关组件41和43保持关断状态，副边开关组件41和43可采用各自的反并二极管d1'、d3'作单向导通作用。
137.在副边开关组件42导通时(例如t3-t31时刻)，副边电路的等效电路图可参考图21。其中，副边漏感lks、副边开关组件32、副边开关组件34中的二极管d3'以及副边线圈形成电流回路。其中，副边漏感lks' 经副边开关组件42短路激磁，激磁时间大小由副边开关组件42的导通时间确定。在副边开关组件42关断时(例如t31-t32时刻)，副边电路的等效电路图可参考图22。其中，副边漏感lks'、副边开关组件41中的二极管d1'、输出等效电阻ro'、副边开关组件43中的二极管d3'以及副边线圈形成电流回路，副边漏感lks'经副边开关组件41和43的二极管 d1'、d3'进行续流。由此，本实施例可以实现半波升压整流，进而实现副边自稳压，降低功耗。
138.进一步可选的，在本实施例中，在副边开关频率远大于原边开关频率，也即副边开关频率与原边开关频率的比值(或者副边开关频率与原边开关频率的差)大于预定值时，无需对副边输入信号的正负相位进行检测并同步副边开关组件的驱动信号，这避免了负载能量倒灌，进一步提高了调节效率。同时，这在保证稳压的同时，进一步简化了控制策略，由于无需相位检测电路，也进一步简化了电路，降低了成本。
139.综上所述，本发明实施例将漏感作为储能元件，并对副边开关组件进行闭环调制控制，而原边的开关组件可以以一个固定占空比或者固定频率进行开环能量传输，从而避免了在高频变压器场合下，漏感的增大带来的元器件电压应力的上升以及变流效率降低的问题。此外，相比于传统的两级式电路，也即原边采用闭环控制副边采用开关控制的方式，本发明将控制对象从原边转化到副边的策略，在系统上减少了原副边信号隔离器件，降低了系统成本和复杂度。
140.图25是本发明实施例的副边稳压控制方法的流程图。如图25所示，本发明实施例
的副边稳压控制方法包括以下步骤：
141.步骤s110，采样获取输出反馈信号。其中，输出反馈信号用于表征输出信号。
142.步骤s120，比较输出反馈信号和参考信号，以获取输出信号的误差信号。其中，参考信号用于表征输出信号的期望值。
143.步骤s130，根据该误差信号和预先设置的斜坡信号，获取副边变流电路中的副边开关组件的驱动信号。其中，该斜坡信号用于确定副边开关组件的开关频率。
144.步骤s140，根据驱动信号控制对应的副边开关组件调整开关状态，以调节输出信号。
145.本发明实施例将漏感作为储能元件，并对副边开关组件进行闭环调制控制，而原边的开关组件可以以一个固定占空比或者固定频率进行开环能量传输，从而避免了在高频变压器场合下，漏感的增大带来的元器件电压应力的上升以及变流效率降低的问题。此外，相比于传统的两级式电路，也即原边采用闭环控制副边采用开关控制的方式，本发明将控制对象从原边转化到副边的策略，在系统上减少了原副边信号隔离器件，降低了系统成本和复杂度。
146.以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

技术特征：

1.一种隔离型功率变换器，其特征在于，所述隔离型功率变换器包括：原边电路，被配置为产生交流输入信号；变压器，包括原边绕组和副边绕组，被配置为对所述交流输入信号进行处理，生成副边输入信号；副边电路，包括变流电路和反馈控制电路，所述变流电路被配置为对所述副边输入信号进行变流，以生成输出信号；其中，所述变流电路经由副边开关网络中的副边开关组件对所述副边绕组的副边漏感进行激磁以实现变流，所述反馈控制电路被配置为根据表征所述输出信号的输出反馈信号控制所述副边开关网络中的副边开关组件的开关状态。2.根据权利要求1所述的隔离型功率变换器，其特征在于，所述原边电路包括原边阻抗网络和原边开关网络，所述原边开关网络中的原边开关组件以固定占空比或固定频率进行开环控制。3.根据权利要求1所述的隔离型功率变换器，其特征在于，所述副边开关组件的开关频率不小于原边开关组件的开关频率。4.根据权利要求1所述的隔离型功率变换器，其特征在于，所述副边开关组件的开关频率为原边开关组件的开关频率的整数倍。5.根据权利要求1所述的隔离型功率变换器，其特征在于，所述反馈控制电路进一步被配置为根据所述输出反馈信号和参考信号的误差来调整各所述副边开关组件的占空比，以使得所述输出信号趋向于期望值。6.根据权利要求1-5中任一项所述的隔离型功率变换器，其特征在于，所述变流电路为ac-dc整流电路。7.根据权利要求6所述的隔离型功率变换器，其特征在于，所述副边开关组件包括至少一个控制开关组件；所述反馈控制电路被配置为在所述副边输入信号的正半周期或负半周期对对应的控制开关组件进行斩波控制，使得所述副边漏感激磁，以实现变流。8.根据权利要求7所述的隔离型功率变换器，其特征在于，所述变流电路为全波整流电路，所述副边开关组件的开关频率不小于原边开关组件的开关频率的2倍；所述副边开关网络包括第一副边开关组件、第二副边开关组件、第三副边开关组件和第四副边开关组件；其中，所述第一副边开关组件耦接在所述副边开关网络的第一输入端和所述副边电路的第一输出端之间，所述第二副边开关组件耦接在所述副边开关网络的第一输入端和所述副边电路的第二输出端之间，所述第三副边开关组件耦接在所述副边开关网络的第二输入端和所述副边电路的第一输出端之间，所述第四副边开关组件耦接在所述副边开关网络的第二输入端和所述副边电路的第二输出端之间。9.根据权利要求8所述的隔离型功率变换器，其特征在于，所述变流电路为升压型全波整流电路，所述反馈控制电路被配置为在所述副边输入信号的正半周期对所述第二副边开关组件或第三副边开关组件进行斩波控制、在所述副边输入信号的负半周期对所述第一副边开关组件或第四副边开关组件进行斩波控制，使得所述副边漏感激磁，以实现变流。10.根据权利要求9所述的隔离型功率变换器，其特征在于，在所述副边输入信号的正半周期，所述第二副边开关组件作为控制开关组件，在所述副边输入信号的负半周期，所述
第四副边开关组件作为控制开关组件；所述反馈控制电路被配置为在所述副边输入信号的正半周期控制所述第二副边开关组件和第四副边开关组件导通以使得所述副边漏感激磁，控制所述第一副边开关组件和第四副边开关组件导通以释放能量至所述副边电路的输出端，在所述副边输入信号的负半周期控制所述第四副边开关组件和第二副边开关组件导通以使得所述副边漏感激磁，控制所述第三副边开关组件和第二副边开关组件导通以释放能量至所述副边电路的输出端。11.根据权利要求9所述的隔离型功率变换器，其特征在于，在所述副边输入信号的正半周期，所述第三副边开关组件作为控制开关组件，在所述副边输入信号的负半周期，所述第一副边开关组件作为控制开关组件；所述反馈控制电路被配置为在所述副边输入信号的正半周期控制所述第一副边开关组件和第三副边开关组件导通以使得所述副边漏感激磁，控制所述第一副边开关组件和第四副边开关组件导通以释放能量至所述副边电路的输出端，在所述副边输入信号的负半周期控制所述第三副边开关组件和第一副边开关组件导通以使得所述副边漏感激磁，控制所述第三副边开关组件和第二副边开关组件导通以释放能量至所述副边电路的输出端。12.根据权利要求9所述的隔离型功率变换器，其特征在于，在所述副边输入信号的正半周期，所述第二副边开关组件作为控制开关组件，在所述副边输入信号的负半周期，所述第一副边开关组件作为控制开关组件；所述反馈控制电路被配置为在所述副边输入信号的正半周期控制所述第二副边开关组件和第四副边开关组件导通以使得所述副边漏感激磁，控制所述第一副边开关组件和第四副边开关组件导通以释放能量至所述副边电路的输出端，在所述副边输入信号的负半周期控制所述第三副边开关组件和第一副边开关组件导通以使得所述副边漏感激磁，控制所述第三副边开关组件和第二副边开关组件导通以释放能量至所述副边电路的输出端。13.根据权利要求9所述的隔离型功率变换器，其特征在于，在所述副边输入信号的正半周期，所述第三副边开关组件作为控制开关组件，在所述副边输入信号的负半周期，所述第四副边开关组件作为控制开关组件；所述反馈控制电路被配置为在所述副边输入信号的正半周期控制所述第一副边开关组件和第三副边开关组件导通以使得所述副边漏感激磁，控制所述第一副边开关组件和第四副边开关组件导通以释放能量至所述副边电路的输出端，在所述副边输入信号的负半周期控制所述第四副边开关组件和第二副边开关组件导通以使得所述副边漏感激磁，控制所述第三副边开关组件和第二副边开关组件导通以释放能量至所述副边电路的输出端。14.根据权利要求10-13中任一项所述的隔离型功率变换器，其特征在于，所述第一副边开关组件的驱动信号和所述第二副边开关组件的驱动信号互补，所述第三副边开关组件的驱动信号和所述第四副边开关组件的驱动信号互补。15.根据权利要求10-13中任一项所述的隔离型功率变换器，其特征在于，所述副边开关组件包括并联连接的开关元件和二极管，或者，所述副边开关组件为具有寄生二极管的晶体管元件；其中，所述控制开关组件导通时的电流方向为从对应的二极管阴极到阳极，非控制开关组件导通时的电流方向为从对应的二极管阳极到阴极，所述非控制开关组件为工作过程中除所述控制开关组件之外的副边开关组件。
16.根据权利要求8所述的隔离型功率变换器，其特征在于，所述副边输入信号的正半周期对应的控制开关组件和所述副边输入信号的负半周期对应的控制开关组件的驱动信号相同。17.根据权利要求7所述的隔离型功率变换器，其特征在于，所述变流电路为升压型半波整流电路，所述变流电路包括第五副边开关组件、第六副边开关组件和第七副边开关组件；其中，所述第五副边开关组件耦接在所述副边开关网络的第一输入端和所述副边电路的第一输出端之间，所述第六副边开关组件耦接在所述副边开关网络的第一输入端和所述副边电路的第二输出端之间，所述第七副边开关组件耦接在所述副边开关网络的第二输入端和所述副边电路的第二输出端之间。18.根据权利要求17所述的隔离型功率变换器，其特征在于，在副边输入信号的正半周期，所述第六副边开关组件作为控制开关组件，所述副边漏感经由第六副边开关组件和第七副边开关组件激磁，经由第五副边开关组件和第七副边开关组件释放能量至输出端。19.根据权利要求18所述的隔离型功率变换器，其特征在于，所述第六副边开关组件在副边输入信号的正半周期进行斩波控制，所述第五副边开关组件的驱动信号与所述第六副边开关组件互补，所述第七副边开关组件在所述副边输入信号的正半周期保持常通状态，所述第五副边开关组件、第六副边开关组件和第七副边开关组件在所述副边输入信号的负半周期均保持关断状态。20.根据权利要求17所述的隔离型功率变换器，其特征在于，所述第六副边开关组件在副边输入信号的整个周期进行斩波控制，所述第五副边开关组件和第七副边开关组件的驱动信号保持置低。21.根据权利要求1所述的隔离型功率变换器，其特征在于，所述反馈控制电路还包括：误差获取电路，被配置为根据所述反馈信号与参考信号的差值，以获取误差信号；以及驱动电路，被配置为根据所述误差信号和斜坡信号产生pwm信号以进行斩波控制，从而确定各所述副边开关组件的驱动信号，并根据所述驱动信号控制对应的副边开关组件的开关状态。

技术总结

本发明实施例公开了一种隔离型功率变换器。在本发明实施例中，隔离型功率变换器包括原边电路、变压器和副边电路，其中，副边电路包括变流电路和反馈控制电路，该变流电路经由副边开关网络中的副边开关组件对副边绕组的副边漏感进行激磁以实现变流，反馈控制电路被配置为根据表征输出信号的输出反馈信号控制副边开关网络中的副边开关组件的开关状态。由此，本实施例可以通过直接调节副边开关网络中的副边开关组件，以使得副边漏感可以作为功率储能元件，实现了变压器的磁集成，进而可以无需原副边的反馈信号通路，降低了控制复杂度和制造成本。制造成本。制造成本。