2018年第10期 23
权保同
（安徽理工大学电气与信息工程学院，安徽 淮南 232001）
摘要 功率因数校正（PFC ）电路可以提高功率因数和抑制谐波污染，其利用电力电子变换技术来实现功率因数校正的功能。本文介绍了单相无桥PFC 电路的优点及工作原理，采用改进型平均电流控制方法控制它的运行，设计了相应的电路参数，采用此控制方法可以使系统总谐波畸变率（THD ）减小。通过PSIM 仿真软件建立电路模型并进行仿真实验，结果表明，该控制方法可以使输入电流与输入电压达到同相位的同时，使系统THD 减小，这验证了该方法的优越性。 关键词：功率因数校正；平均电流控制；PSIM 仿真
Research on single phase bridgeless PFC based on improved average current control
Quan Baotong
(Anhui University of Science and Technology, School of Electrical and Information Engineering,
Huainan, Anhui 232001)
Abstract The power factor correction (PFC) circuit can improve the power factor and suppress harmonic pollution. It uses the power electronics conversion technology to achieve the power factor correction function. The advantages and working principles of the single-phase bridgeless PFC circuit are introduced. The improved average current control method is used to control its operation and the corresponding circuit parameters are designed. Using this control method, the total harmonic distortion ratio (THD) can be reduced. The circuit model was established by PSIM simulation software and simulation experiments were conducted. The results show that the control method can make the input current and input voltage reach the same phase, while reducing the system THD, verifying the superiority of the method.
Keywords ：power factor correction; average current control; PSIM Simulation
随着电力电子设备迅速普及，非线性元件得到广泛应用，使输入电流波形发生畸变，同时夹杂着大量的高次谐波分量，严重影响了电网的运行安 全[1]。解决这一问题的有效方法是对用电设备进行功率因数校正，PFC 主要的控制策略有滞环电流控制、峰值电流控制及平均电流控制[2-3]。①滞环电流控制实现简单，但滤波器体积较大且开关频率不能
标准车当量数保持为定值，使其受负载影响较大；②采用峰值电
流控制的THD 较大，其采样电流往往夹有噪声，会
导致比较器误动作；③平均电流控制是目前PFC 中
应用最多的一种控制方法，它对噪声不敏感、稳定
性高，因而得到广泛应用[4-5]。 平均电流控制是电压外环、电流内环的控制方式，电压环决定PFC 系统的动态特性，电流环决定系统的稳定特性[6-7]。电流环是影响输入电流畸变的主要因素，所以电流环设计的好坏直接影响着输入电流的畸变程度和总谐波含量，而改进后的平均电
流控制可以降低电流环带宽和增益，减轻电流环的负担。 本文主电路选用图腾级无桥PFC 变换器并对其工作原理进行分析，其次对系统控制策略进行优化与设计，最后通过PSIM 仿真进行验证。
安徽理工大学创新基金项目（2017CX2098）
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1 图腾级无桥式升压PFC 变换器工作原理
图1为图腾级无桥式升压PFC 变换器，其包括一开关臂与一二极管臂，L B -S 1-D 1-S 2的旁路二极管与L B -S 2-D 2-S 1的旁路二极管分别在交流的正半周与负半周形成二升压式转换路径。
图1 图腾级无桥式升压PFC 变换器
图中D 1及D 2为低频切换，直流输出电压负端与交流电压的相对电压为低频变动，对共模电流有很大改善，同时该电路使用组件数量较少。
2 电路控制策略优化与设计
2.1 控制策略
本文所采用的控制构架为如图2所示的具有前馈控制的双闭环控制架构，其中K v 与K s 分别为电压与电流的感测比例，其反馈输出电压v d 与参考电
压*d v 比较后经由电压误差放大器G v 放大后得到V ea 信号，V ea 信号乘上K v V s 再除以输入电压峰值的平方
后得到基准参考电流*s i ，*
s i 再与感测电感电流信号i s 比较并经由电流误差放大器G CA 调整后得到控制信号V fb ，V fb 再加入前馈控制电压V ff 后得到PWM 的控制电压V con ，V con 再与锯齿波V t 比较后得到PWM 信号d 。
图2 具有前馈控制的双闭环控制升压式PFC 转换器
输入电压表示如下：
s m sin()V V t ω= （1）
在没有加电压前馈控制之前，参考电流*
s
i 可表示如下：
*s v s ea i K V V = （2）
隔声工程
若电流内环能使电感电流i s 准确追踪参考电流
*s i ，则i s =*s i ，输入电流可表示为
*
s s v ea m s s s s
sin()i i K V V I t K K K ω=== （3）
其中输入电流i s 的振幅为
v ea m
m s
K V V I K =
（4） 系统输入功率可表示为
ac s s m m sin()sin()P V I V t I t ωω==⋅ m m m m
cos()22
V I V I t ω=
−ac ac2=P P + （5） 其输入功率包括有功功率P ac 与二次无功功率P ac2。直流输出电压的调整仅与有功功率P ac 有关，而二次无功功率P ac2对电压调整无作用，但会造成输出电压的二次谐波。因此此处电压内环的调整仅考虑P ac ，P dc 表示直流侧输出功率，基于功率平衡可得
ac dc P P = （6）
亦即
m m
d o 2
V I V I = （7） 由式（4）及式（7）可得
2s m m m
o ea d s d
22K V V I I V V K V == （8）
由式（8）可以看出，I o /V ea 的增益与输入电压
峰值的平方成正比，由于在全球通用电压范围下市电电压有3倍左右的变化，因此此增益变化将达到9倍，不利于电压回路误差放大器的设计。
为了改善上述输入电压变化对电压外环增益的影响，图2加入了电压前馈控制，其信号V ea 乘上K v V s 再除以输入电压峰值的平方后得到基准参考电流*s i ： ()
v s ea *s
2
v m K V V i K K V = （9）
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此时输入电流可表示为
*
s s ea
s s s s s m
sin()i i V I t K K KK K V ω=== （10）
其中输入电流的振幅为
差速防坠器ea
m s v m
V I KK K V =
（11）
由式（7）及式（11）可得
o ea dcf ea s v d
1
=2I V k V KK K V =
（12）化尸池
其中
dcf s v d
1
2k KK K V =
（13）
由式（13）可以看出，I o /V ea 的增益不再与输入电压峰值的平方成正比，而为一定值，即便市电电
压有3倍左右的变化，电压回路增益也仍维持不变，因此有益于设计电压回路误差放大器。 2.2 电流内环设计
对于双闭环控制架构，一般内环带宽要比外环带宽宽4倍以上，因此双闭环设计应先设计电流内环，在设计电流误差放大器之前，需先求出从电流误差放大器输出到感测电感电流的小信号模型。在输入电压正半周时，由图2可得
BN 0V = （14）
()s
s a d d 1d I L
V K V t
=−− （15） 此处的K a 为调制比，可表示为
con
a t
V K V =
（16） 式中，V con 表示调制波幅值，V t 表示载波幅值。
将式（16）代入式（15）可得
s pwm con s d d d I
L k V V V t
=+− （17） 其中：
d
pwm t
V k V =
（18） 在输入电压负半周时，由图2可得
BN d V V = （19） s
开关型霍尔传感器
s AN BN d d I L
V V V t
=−+ （20） AN d d V V = （21）
将式（19）与式（21）代入式（20）可得
s
pwm con s d d d I L
k V V V t
−=−− （22） 综合式（17）与式（22）可得
s pwm con s d d d I L k V V V t
=+− （23）
根据式（23）可绘出电流内环控制方块图，如图3所示。
图3 电流内环控制方块图
2.3 加入前馈控制的电压外环设计
PFC 转换器一般被应用在如图4所示的两级式电路，其前级为PFC 转换器电路，后级为DC-DC 转换器。在稳态时，其交流侧有功功率P ac 与直流侧输出功率P dc 相等，当负载变化的一瞬间，输出电流I o 的变化会使P ac 与P dc 出现短暂的不相等，这时会造成输出电压V d 的变化。若对两级式电路的
小信号模型只考虑稳态时刻，则由图4系统的小信号等效电路可表示为如图5所示。
图4 在单位功率因数下的等效电路
图5 小信号等效电路
由图5可得
d o o
1V sC I = （24） 由式（12）与式（24）可得
d
dcf o ea
V k sC V = （25）
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根据式（25）可绘出电压外环控制方块图，如图6所示，其中：
dcf v
v o
()k K
H s sC =
（26）
图6 电压外环控制方块图
3 系统仿真
图腾级无桥式升压PFC 转换器的电路参数如下：输入电压有效值为40V ，频率为50Hz ，输出直流参考电压为70V ，输出功率最大为115W ，电感L
为1.3mH ，电容C 为330μF ，K s 为1/3.375，K v 为1/82.85（V d 感测），K v 为1/162.2（V s 感测），负载电阻R 为98Ω。定时时间为3s ，3s 后负载发生变化。
其所建立的仿真电路如图7所示。仿真结果如图8所示。
I s 为输入电流，单位为A ，为便于观察输入电流与输入电压的关系，V s1为输入电压V s 缩小80倍后的电压，单位为V ，THD 为系统的总谐波失真，V d 表示直流侧输出电压，单位为V ，I s1表示电感电流，它与输入电流呈线性关系，单位为A ，I sc 表示电流内环的基准参考电流，单位为A 。
由图8
（a ）和（b ）可知，平均电流控制方法与改进的平均电流控制方法均能达到输入电流与输入电压同相位，但改进型平均电流控制动态响应较快；由图8（c ）和（d ）可知，输入电流的总谐波畸变率由原来的约1.1%左右降低至0.1%左右，输入端
图7 图腾级PFC 转换器的仿真电路
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（a ）平均电流控制时输入电压、电流波形
（b ）改进型平均电流控制时输入电压、电流波形
（c ）平均电流控制时输入电流的总谐波畸变率
（d ）改进型平均电流控制时输入电流的总谐波畸变率
（e ）改进型PFC 电路输出电压波形
（f ）改进型PFC 电路电感电流、参考电流波形
图8 仿真结果
总谐波畸变率明显减少，实现了能源的“绿化”；由图8（e ）可知，输出平均电压在70V 左右，在3s 时负载发生变化，输出电压也能保持良好的动态响应，达到了较为满意的效果；由图8（f ）可知，电感电流能紧密跟随参考电流。综上所述，改进后的平均电流控制方法能达到一定的效果。
4 结论
本文提出了一种改进型平均电流控制策略，分析了电路的工作原理和控制策略，设计了电压内环与电压外环。上述的仿真结果表明，基于改进型平均电流控制的单相无桥PFC 电路能使输入电流紧密跟随输入电压，而且它的THD 相对较小，使PFC 系统性能得到优化。
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收稿日期：2018-03-23
作者简介
权保同（1992-），男，河南南阳人，硕士研究生，主要研究方向为电力电子与电力传动。
