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【摘 要】The single-phase interleaved parallel Boost PFC circuit is adopted to improve the power grade and efficiency.The discrete inductor is used as a boost inductor. The operation experiment and simulation of interleaved parallel Boost PFC circuit were conducted uner the intermittent mode of inductance current. The interleaved parallel Boost circuit is capable of reducing the inductance capability and EMI filter size. The simulation and experimental results prove that the PFC circuit can realize good correction effect with small input current ripple and switching stress.%提出了一种单相并联交错Boost PFC电路,升压电感采用分立式电感.详细论述电感电流断续模式下的Boost PFC交错并联电路,减小单个电感容量和前级EMI滤波器尺寸,提高PFC电路的功率等级和效率.仿真与实验结果表明,该PFC电路具有良好的校正效果,较小的输入电流纹波,较低的开关应力. 【期刊名称】《现代电子技术》
【年(卷),期】2011(034)010
【总页数】3页(P133-135)
【关键词】电力电子;交错并联;分立电感器;功率因数校正
【作 者】郭超;韦力
【作者单位】西安科技大学,陕西西安710054;西安科技大学,陕西西安710054
【正文语种】中 文
【中图分类】TN710-34
Boost变换器由于其升压电路简单，效率高，工作性能稳定等优点被广泛的应用为PFC电路中。随着单相PFC技术的成熟和功率等级的进一步提高，原有单重Boost PFC电路已不能满足功率等级增加的需要，造成开关器件承受过高的瞬间电压和电流应力，增大电路中的电压、电流的变化率，产生严重的电磁干扰(EMI)[1-2]。为了应对这一情况，变换器常需要并联。当输入电流很大时并联Boost PFC每条支路电流仅是总输入电流的几分之一。交错并联电路减小了输入电流纹波、降低开关损耗，从而提高变换器效率。
Boost PFC电路的功率因数不能由电压跟随控制方法得到，一般情况下是由电压、电流双闭环反馈控制得到的。根据电感电流的连续与否，工作模式可分为电感电流连续工作模式(CCM)、电感电流不连续工作模式(DCM)和电感电流临界连续模式(Critical Conduction Mode，CRM)[3-5]。CCM模式下的Boost PFC电路具有导通损耗小，输入电流纹波小等优点，但是CCM模式下输出整流二极管会产生很高的反向恢复损耗[6-8]；DCM模式下开关损耗小，输入整流二极管不会产生反向恢复损耗，但输入电流纹波很大，前级EMI滤波器的设计尺寸也会相应增大，增加了电路的体积和成本，同时流过开关管的电流较大，开关管具有很高的通态损耗，降低了PFC电路的效率[9-10]。由于以上模式下的优缺点，于是引入交错并联技术，采用两个工作在DCM模式下的Boost PFC电路交错并联运行，减小输入电流纹波和降低开关损耗，从而提高变换器的效率。
1 交错并联Boost PFC电路的工作状态分析
两相交错并联Boost PFC 电路如图1所示，图中每相Boost变换器都工作在断续导电模式下，两个开关S1，S2导通占空比相同，开关S2滞后S1半个开关周期。该PFC电路的电流波形如图2所示，从图中可以看出，虽然每一相都工作在断续模式下，但是PFC的输入电流
iin变成了连续的，减小了输入电流纹波，且输入电流纹波的频率增加了1倍，从而有效地降低了输入电流的高频谐波含量。减小了前级EMI滤波器的尺寸，而且输入电流iin的平均值接近其峰值，使流经开关S1，S2电流减小，开关的通态损耗降低，进而提高了PFC变换器的功率等级。
图1 交错并联Boost PFC电路
图2 PFC电路的电流波形图
在断续导电模式下，占空比D恒定不变。为了减小死区时间对功率因数的影响，占空比越大越好，因此D≤1-α，其中α=VI(pk)/VO，为输入电压峰值VI和输出电压VO的比值。当α=0.5时，两相交错并联Boost PFC电路的功率因数效果最佳，所以占空比α≤0.5。
图3 PFC电流波形
当占空比D≤0.5时，变换器在一个开关周期内有6个工作状态，如图4所示。
(1) 状态a，t0～t1阶段。开关S1导通，S2关闭，电感L1中的电流从零开始线性上升；电感L2中存储的能量通过D2向负载放电。该阶段的状态方程为：
(1)
式中：电感电流iL1，iL2；输出电压VO为状态变量；输入电压VI为输入变量。
铝合金箱体(2) 状态b，t1～t2阶段。开关S1继续导通，S2继续关断，电感L1中的电流继续上升，L2中的电流下降为零。此时输出电容C0为负载提供能量。
该阶段的状态方程为：
(2)
(3) 状态c，t2～t3阶段。开关S1、S2均关断，电感L1中存储的能量通过二极管D1向负载放电，电流iL1开始线性下降，iL2继续为零。该阶段的状态方程为：
(3)
(4) 状态d，t3～t4阶段。开关S1关断，S2导通，电流iL1下降，iL2从零开始上升。该阶段的状态方程为：
(4)
(5) 状态e，t4～t5阶段。开关S1继续关断，S2继续导通，电流iL1下降为零，iL2继续上升。输出电容C0为负载供电，该阶段的状态方程为：
(5)
(6) 状态f，t5～t6阶段。开关S1,S2都关断，电流iL1为零，电流iL2开始线性下降。该阶段的状态方程为：
(6)
2 仿真与实验
2.1 仿真
利用Matlab 7.01建立完整的单相并联交错Boost PFC仿真电路，产生的驱动信号经过移相电路后得到两路相差180°的PWM驱动信号，驱动两个功率管。开关频率为50 kHz，电感为1.0 mH，交流输入为220 V，直流输出400 V，输出功率约为2.0 kW。图5是基本Boost PFC输入电流和电感电流波形。图6是交错Boost PFC移相驱动分立电感输入电流与两电感电流在额定功率下的波形。
图4 变换器在1个开关周期的6个工作状态及其相应的电流流向
图5 基本Boost PFC
图6 并联交错Boost PFC额定功率下的波形
可见，交错Boost PFC方案可行。相对于基本的Boost PFC而言，分立电感最大电流应力减半但输入电流波形系数差。
2.2 实验
在实验室实现了基于通信电源的一次电源中的Boost PFC电路，测试了有关数据。由移相驱动原理可知，每路脉冲的最大占空比都小于50%，实验结果证明，有关设计是可行的。实验条件是：交流输入电压范围为85～275 V；输入电流的最大峰值为20 A，直流输出为400 V。在同等实验条件下，交错式Boost PFC的电感量约是单重Boost PFC电感量的1/4。
3 结 语
并联交错Boost PFC能够降低功率器件的电应力和输入电流纹波，输出等级成倍的增加。升压电感可为分立电感，也可耦合电感，电感量约为单重Boost PFC电感量的1/4。显然在具有良好的校正前提下，可以降低整个功率校正电路的成本。因此并联交错Boost PFC适用于大电流高功率的应用领域，如列车空调等。
正火工艺
参 考 文 献
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