单相AC-DC变换器的解耦单元的控制方法及相关设备与流程

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单相ac-dc变换器的解耦单元的控制方法及相关设备
技术领域
1.本技术属于变换器技术领域，尤其涉及一种单相ac-dc变换器的解耦单元的控制方法及相关设备。

背景技术：

2.单相交流-直流(ac-dc)变换器被广泛用于发光二极管(led)照明、光伏发电、燃料电池发电、电动汽车充电桩、铁路牵引供电系统、不间断电源、电力电子变压器和级联多电平变换器等领域。其交流侧和直流侧间存在着不匹配的二次纹波功率，该功率会导致直流输出端功率出现二次脉动，造成直流母线电压波动，无法为负载提供稳定的输出电压。解决二次脉动功率的方法可分为无源功率解耦技术和有源功率解耦技术两类。其中无源功率解耦技术主要通过大电容小电压波动缓冲二次脉动功率，根据能量存储原理e＝0.5cv2(c为储能电容，v为储能电容电压)，储能电容容量随需要存储能量的增大而增大，进而导致系统的功率密度和可靠性降低。相比之下，有源功率解耦技术通过小电容电压发生大范围波动缓存二次脉动功率，有效地减小了储能元件体积，提高了系统可靠性。
3.目前传统有源解耦技术一般通过在单相ac-dc变换器的基础上增加解耦单元的方式来解决二次脉动功率的问题，但是解耦单元的控制需要增加额外的电压/电流传感器，这是因为：i)有源功率解耦电路增加了系统的阶数，从而要求测量更多的状态变量来实现闭环控制；ii)直流环节电容器的低储能容量要求降低了整个系统的惯性，使得系统更容易受到外部干扰(如负载电流的阶跃变化)，从而需要测量和补偿这些干扰以保证系统的可靠运行。然而传感器增多会产生额外的经济、体积成本，并降低系统可靠性，这与有源功率解耦技术在可靠性、经济以及体积成本上的初衷相违背。

技术实现要素：

4.本技术实施例提供了一种单相ac-dc变换器的解耦单元的控制方法及相关设备，可以解决在对解耦单元进行控制时，需要增加额外传感器的问题。
5.第一方面，本技术实施例提供了一种单相ac-dc变换器的解耦单元的控制方法，包括：
6.采集单相ac-dc变换器交流侧的输入电压、电感电流，以及单相ac-dc变换器的输出电容两端的输出电压；
7.根据输入电压、电感电流和输出电压，生成用于控制解耦单元的开关管的pwm驱动信号；
8.将pwm驱动信号输出至解耦单元的开关管的栅极，控制开关管的通断。
9.可选的，根据输入电压、电感电流和输出电压，生成用于控制解耦单元的开关管的pwm驱动信号，包括：
10.根据输入电压、电感电流和输出电压，获取用于计算占空比的电流参考值和电压参考值；占空比为用于控制解耦单元的开关管的pwm驱动信号的占空比；
11.根据电流参考值和电压参考值，计算占空比；
12.根据占空比生成用于控制解耦单元的开关管的pwm驱动信号。
13.可选的，根据输入电压、电感电流和输出电压，获取用于计算占空比的电流参考值和电压参考值，包括：
14.通过公式计算电流参考值i
href
，其中，v
ac
表示输入电压的幅值，i
ac
表示电感电流的幅值，v
dc
表示输出电压，ω表示单相ac-dc变换器交流侧的电网频率，表示功率因素角，t表示时间；
15.通过公式计算电压参考值v
dref
，其中，v
d0
表示预设的解耦电压平均值，cd表示解耦单元的解耦电容的电容值。
16.可选的，根据电流参考值和电压参考值，计算占空比，包括：
17.根据电流参考值，确定解耦单元的工作模式；
18.根据解耦单元的工作模式、电流参考值和电压参考值，计算占空比。
19.可选的，根据电流参考值，确定解耦单元的工作模式，包括：
20.当电压参考值大于0时，确定解耦单元的工作模式为buck模式；
21.当电压参考值小于0时，确定解耦单元的工作模式为boost模式。
22.可选的，解耦单元的开关管包括第一开关管和第二开关管，占空比包括用于控制第一开关管的pwm驱动信号的占空比，以及用于控制第二开关管的pwm驱动信号的占空比；
23.根据解耦单元的工作模式、电流参考值和电压参考值，计算占空比，包括：
24.当解耦单元的工作模式为buck模式时，通过公式
[0025][0026]
计算占空比，其中，d5表示用于控制第一开关管的pwm驱动信号的占空比，d6表示用于控制第二开关管的pwm驱动信号的占空比，τ＝2ld/t
sw
，ld表示解耦单元的解耦电感的电感值，t
sw
表示解耦单元的开关管的开关周期；
[0027]
当解耦单元的工作模式为boost模式时，通过公式
[0028][0029]
计算占空比。
[0030]
可选的，根据占空比生成用于控制解耦单元的开关管的pwm驱动信号，包括：
[0031]
根据用于控制第一开关管的pwm驱动信号的占空比，生成用于控制第一开关管的pwm驱动信号；
[0032]
根据用于控制第二开关管的pwm驱动信号的占空比，生成用于控制第二开关管的pwm驱动信号。
[0033]
第二方面，本技术实施例提供了一种单相ac-dc变换器的解耦单元的控制装置，包括：
[0034]
采集模块，用于采集单相ac-dc变换器交流侧的输入电压、电感电流，以及单相ac-dc变换器的输出电容两端的输出电压；
[0035]
生成模块，用于根据输入电压、电感电流和输出电压，生成用于控制解耦单元的开关管的pwm驱动信号；
[0036]
控制模块，用于将pwm驱动信号输出至解耦单元的开关管的栅极，控制开关管的通断。
[0037]
第三方面，本技术实施例提供了一种终端设备，包括存储器、处理器以及存储在存储器中并可在处理器上运行的计算机程序，处理器执行计算机程序时实现单相ac-dc变换器的解耦单元的控制方法。
[0038]
第四方面，本技术实施例提供了一种计算机可读存储介质，计算机可读存储介质存储有计算机程序，计算机程序被处理器执行时实现上述的单相ac-dc变换器的解耦单元的控制方法。
[0039]
本技术的上述方案有如下的有益效果：
[0040]
在本技术的实施例中，通过采集单相ac-dc变换器交流侧的输入电压、电感电流，以及单相ac-dc变换器的输出电容两端的输出电压，便能生成用于控制解耦单元的开关管的pwm驱动信号，对解耦单元的开关管的通断进行控制。其中，由于对单相ac-dc变换器的开关管的控制也是通过采集单相ac-dc变换器交流侧的输入电压、电感电流，以及单相ac-dc变换器的输出电容两端的输出电压实现的，因此本技术的控制方法不需要额外增加传感器，而是直接利用对单相ac-dc变换器的开关管进行控制时采集的输入电压、电感电流和输出电压便能实现对解耦单元的控制，进而减少了经济、体积成本，提升了单相ac-dc变换器的系统可靠性。
[0041]
本技术的其它有益效果将在随后的具体实施方式部分予以详细说明。
附图说明
[0042]
为了更清楚地说明本技术实施例中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本技术的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
[0043]
图1为本技术一实施例提供的单相ac-dc变换器的解耦单元的控制方法的流程图；
[0044]
图2a为本技术一实施例中单相全桥整流器的结构示意图；
[0045]
图2b为本技术一实施例中输出侧并联buck型解耦单元的单相全桥整流器的结构示意图；
[0046]
图3a为本技术一实施例中buck解耦单元工作在buck模式下的工作模态一示意图；
[0047]
图3b为本技术一实施例中buck型解耦单元工作在buck模式下的工作模态二示意图；
[0048]
图3c为本技术一实施例中buck型解耦单元工作在buck模式下的工作模态三示意图；
[0049]
图4a为本技术一实施例中buck型解耦单元在buck工作模式下的波形示意图；
[0050]
图4b为本技术一实施例中buck型解耦单元在boost工作模式下的波形示意图；
[0051]
图5a为本技术一实施例中buck型解耦单元工作在boost模式下的工作模态i示意图；
[0052]
图5b为本技术一实施例中buck型解耦单元工作在boost模式下的工作模态ii示意图；
[0053]
图5c为本技术一实施例中buck型解耦单元工作在boost模式下的工作模态iii示意图；
[0054]
图6为本技术一实施例提供的单相ac-dc变换器的解耦单元的控制装置的结构示意图；
[0055]
图7为本技术一实施例提供的终端设备的示意图。
具体实施方式
[0056]
以下描述中，为了说明而不是为了限定，提出了诸如特定系统结构、技术之类的具体细节，以便透彻理解本技术实施例。然而，本领域的技术人员应当清楚，在没有这些具体细节的其它实施例中也可以实现本技术。在其它情况中，省略对众所周知的系统、装置、电路以及方法的详细说明，以免不必要的细节妨碍本技术的描述。
[0057]
应当理解，当在本技术说明书和所附权利要求书中使用时，术语“包括”指示所描述特征、整体、步骤、操作、元素和/或组件的存在，但并不排除一个或多个其它特征、整体、步骤、操作、元素、组件和/或其集合的存在或添加。
[0058]
还应当理解，在本技术说明书和所附权利要求书中使用的术语“和/或”是指相关联列出的项中的一个或多个的任何组合以及所有可能组合，并且包括这些组合。
[0059]
如在本技术说明书和所附权利要求书中所使用的那样，术语“如果”可以依据上下文被解释为“当...时”或“一旦”或“响应于确定”或“响应于检测到”。类似地，短语“如果确定”或“如果检测到[所描述条件或事件]”可以依据上下文被解释为意指“一旦确定”或“响应于确定”或“一旦检测到[所描述条件或事件]”或“响应于检测到[所描述条件或事件]”。
[0060]
另外，在本技术说明书和所附权利要求书的描述中，术语“第一”、“第二”、“第三”等仅用于区分描述，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
[0061]
在本技术说明书中描述的参考“一个实施例”或“一些实施例”等意味着在本技术的一个或多个实施例中包括结合该实施例描述的特定特征、结构或特点。由此，在本说明书中的不同之处出现的语句“在一个实施例中”、“在一些实施例中”、“在其他一些实施例中”、“在另外一些实施例中”等不是必然都参考相同的实施例，而是意味着“一个或多个但不是所有的实施例”，除非是以其他方式另外特别强调。术语“包括”、“包含”、“具有”及它们的变形都意味着“包括但不限于”，除非是以其他方式另外特别强调。
[0062]
目前传统有源解耦技术一般通过在传统单相ac-dc变换器的基础上增加解耦单元的方式来解决二次脉动功率的问题，但是解耦单元的控制需要增加额外的电压/电流传感器，这是因为：i)有源功率解耦电路增加了系统的阶数，从而要求测量更多的状态变量来实现闭环控制；ii)直流环节电容器的低储能容量要求降低了整个系统的惯性，使得系统更容易受到外部干扰(如负载电流的阶跃变化)，从而需要测量和补偿这些干扰以保证系统的可
靠运行。然而传感器增多会产生额外的经济、体积成本，并降低系统可靠性，这与有源功率解耦技术在可靠性、经济以及体积成本上的初衷相违背。
[0063]
针对上述问题，本技术实例提供了一种单相ac-dc变换器的解耦单元的控制方法，该控制方法通过采集单相ac-dc变换器交流侧的输入电压、电感电流，以及单相ac-dc变换器的输出电容两端的输出电压，便能生成用于控制解耦单元的开关管的pwm驱动信号，对解耦单元的开关管的通断进行控制。其中，由于对单相ac-dc变换器的开关管的控制也是通过采集单相ac-dc变换器交流侧的输入电压、电感电流，以及单相ac-dc变换器的输出电容两端的输出电压实现的，因此本技术的控制方法不需要额外增加传感器，而是直接利用对单相ac-dc变换器的开关管进行控制时采集的输入电压、电感电流和输出电压便能实现对解耦单元的控制，进而减少了经济、体积成本，提升了单相ac-dc变换器的系统可靠性。
[0064]
下面结合具体实施例对本技术提供的一种单相ac-dc变换器的解耦单元的控制方法进行示例性的说明。
[0065]
如图1所示，本技术实施例提供的一种单相ac-dc变换器的解耦单元的控制方法包括如下步骤：
[0066]
步骤11，采集单相ac-dc变换器交流侧的输入电压、电感电流，以及单相ac-dc变换器的输出电容两端的输出电压。
[0067]
在本技术的一些实施例中，上述输入电压和输出电压可通过电压传感器采集得到，并输出给用于控制解耦单元的控制器；上述电感电流可以通过电流传感器采集得到，并输出给用于控制解耦单元的控制器。示例性的，该控制器可以为(dsp，digital signal processing)处理器。
[0068]
在本技术的一些实施例中，采集到的输入电压可以记作v
ac
(t)、电感电流可以记作i
ac
(t)、输出电压可以记作v
dc
。
[0069]
具体的，输入电压v
ac
(t)＝v
ac cos(ωt)，电感电流cos(ωt)，电感电流其中，v
ac
表示输入电压的幅值，i
ac
表示电感电流的幅值，ω表示单相ac-dc变换器交流侧的电网频率，表示功率因素角，t表示时间。
[0070]
基于上述输入电压v
ac
(t)和电感电流i
ac
(t)，单相ac-dc变换器交流侧输入功率其中，p
ac
(t)表示单相ac-dc变换器交流侧输入功率。
[0071]
忽略单相ac-dc变换器的输入电感、开关管的损耗，单相ac-dc变换器的输出电流ir可表示为：
[0072][0073]
从上式不难看出，上式第二项是一个二倍频谐波电流，它是由不匹配的二次纹波功率引起的，应通过增加一个解耦单元来吸收/补偿此谐波电流，以避免其涌入负载。
[0074]
在本技术的一些实施例中，上述解耦单元可以为并联在单相ac-dc变换器输出侧的降压(buck)型解耦单元。该解耦单元的工作原理是通过小电容的大规模电压波动来吸收/补偿二次纹波功率，从而减少所需的电容值，避免传统笨重电解电容的使用。
[0075]
具体的，该解耦单元包括两个开关管(为便于描述，将两个开关管称为第一开关管
和第二开关管)、一个解耦电感和一个解耦电容。
[0076]
示例性的，若上述单相ac-dc变换器的拓扑结构为如图2a所示的单相全桥整流器(该单相全桥整流器由交流电源、输入电感l
ac
、输出电容c
dc
、负载电阻r以及4个开关管(s1、s2、s3、s4)构成)，则在单相全桥整流器的输出侧并联buck型解耦单元(该buck解耦单元由第一开关管s5、第二开关管s6、解耦电感ld和解耦电容cd构成)后，单相全桥整流器的拓扑结构如图2b所示。其中，v
ac
表示单相全桥整流器交流侧交流电源的输入电压、i
ac
表示输入电感l
ac
的电感电流，ir表示开关管s3流向开关管s5的电流，ih表示开关管s5流向开关管s6和解耦电感ld的电流，id表示解耦电感ld的电流，vd表示解耦电容cd两端的电压，v
dc
表示单相ac-dc变换器的输出电容两端的输出电压。
[0077]
步骤12，根据输入电压、电感电流和输出电压，生成用于控制解耦单元的开关管的pwm驱动信号。
[0078]
需要说明的是，脉冲宽度调制(pwm)驱动信号是根据输入电压、电感电流和输出电压计算的占空比得来的。具体的，控制器在计算得到占空比后，可通过单极性载波调制方法和pwm产生电路形成pwm驱动信号。
[0079]
在相关技术中，对单相ac-dc变换器的开关管进行控制时，需要采集上述输入电压、电感电流和输出电压，利用采集到的输入电压、电感电流和输出电压生成用于控制单相ac-dc变换器的开关管的pwm驱动信号，最终利用生成的pwm驱动信号控制单相ac-dc变换器的开关管的通断。在本技术的一些实施例中，也是基于上述输入电压、电感电流和输出电压，生成用于控制解耦单元的开关管的pwm驱动信号，因此本技术在对解耦单元进行控制时不需要增加额外的传感器。
[0080]
步骤13，将pwm驱动信号输出至解耦单元的开关管的栅极，控制开关管的通断。
[0081]
在本技术的一些实施例中，在生成用于控制解耦单元的开关管的pwm驱动信号后，控制器可直接将pwm驱动信号输出至解耦单元的开关管的栅极，控制该开关管的通断，进而使解耦单元工作于不同的工作模式。
[0082]
具体的，当pwm驱动信号控制解耦单元的开关管的栅极，使得第一开关管高频动作、第二开关管关断时，解耦单元处于降压(buck)模式，解耦单元的解耦电容能够吸收二次纹波功率；当pwm驱动信号控制解耦单元的开关管的栅极，使得第一开关管关断、第二开关管高频动作时，解耦单元处于升压(boost)模式，解耦单元的解耦电容能够补偿二次纹波功率，从而避免由二次纹波功率引起的二倍频谐波电流涌入负载。
[0083]
值得一提的是，本技术提供的控制方法通过采集单相ac-dc变换器交流侧的输入电压、电感电流，以及单相ac-dc变换器的输出电容两端的输出电压，便能生成用于控制解耦单元的开关管的pwm驱动信号，对解耦单元的开关管的通断进行控制。其中，由于对单相ac-dc变换器的开关管的控制也是通过采集单相ac-dc变换器交流侧的输入电压、电感电流，以及单相ac-dc变换器的输出电容两端的输出电压实现的，因此本技术的控制方法不需要额外增加传感器，而是直接利用对单相ac-dc变换器的开关管进行控制时采集的输入电压、电感电流和输出电压便能实现对解耦单元的控制，进而减少了经济、体积成本，提升了单相ac-dc变换器的系统可靠性。
[0084]
接下来，对步骤12中生成用于控制解耦单元的开关管的pwm驱动信号的具体实现步骤做示例性说明。
[0085]
步骤12.1，根据采集到的输入电压、电感电流和输出电压，获取用于计算占空比的电流参考值i
href
和电压参考值v
dref
。
[0086]
其中，上述占空比为用于控制解耦单元的开关管的pwm驱动信号的占空比。具体的获取方式如下：
[0087]
通过公式
[0088][0089]
计算电流参考值i
href
。其中v
ac
表示输入电压幅值、i
ac
表示电感电流幅值，ω表示单相ac-dc变换器交流侧的电网频率，表示功率因素角，t表示时间。
[0090]
通过公式计算电压参考值v
dref
。其中，v
d0
表示预设的解耦电压平均值，cd表示解耦单元的解耦电容的电容值。
[0091]
步骤12.2，根据电流参考值和电压参考值，计算占空比。
[0092]
具体的，可根据电流参考值，确定解耦单元的工作模式，然后根据解耦单元的工作模式、电流参考值和电压参考值，计算占空比。该占空比包括用于控制第一开关管的pwm驱动信号的占空比，以及用于控制第二开关管的pwm驱动信号的占空比。
[0093]
其中，当电压参考值大于0时，确定解耦单元的工作模式为buck模式，可通过公式
[0094][0095]
计算占空比。
[0096]
当电压参考值小于0时，确定解耦单元的工作模式为boost模式，可通过公式
[0097][0098]
计算占空比。
[0099]
在上述计算式中，d5表示用于控制第一开关管的pwm驱动信号的占空比，d6表示用于控制第二开关管的pwm驱动信号的占空比，τ＝2ld/t
sw
，ld表示解耦单元的解耦电感的电感值，t
sw
表示解耦单元的开关管的开关周期。
[0100]
步骤12.3，根据占空比生成用于控制解耦单元的开关管的pwm驱动信号。
[0101]
在本技术的一些实施例中，在计算得到上述占空比d5和d6后，可根据用于控制第一开关管的pwm驱动信号的占空比d5，利用通过单极性载波调制方法和pwm产生电路，生成用于控制第一开关管的pwm驱动信号；同理可根据用于控制第二开关管的pwm驱动信号的占空比d6，利用通过单极性载波调制方法和pwm产生电路，生成用于控制第二开关管的pwm驱动信号。
[0102]
在本技术的一些实施例中，为便于证明上述单相ac-dc变换器的解耦单元的控制
方法的稳定性，以图2a所示的单相全桥整流器(单相全桥整流器为单相ac-dc变换器的一种)为例，对上述单相ac-dc变换器的解耦单元的控制方法的稳定性证明过程以及电压参考值v
dref
和i
href
的设计过程进行示例性说明。
[0103]
其中，单相全桥整流器的输出侧并联buck解耦单元(该buck解耦单元由第一开关管s5、第二开关管s6、解耦电感ld和解耦电容cd构成)后，单相全桥整流器的拓扑结构如图2b所示，给定解耦单元的输入电流ih的方向如图2b所示。
[0104]
在buck工作模式下，第一开关管s5根据计算得到的占空比d5高频动作，第二开关管s6根据计算得到的占空比d6保持关断，解耦电感ld工作在断续(dcm)模式下，解耦单元共有三个工作模态，即模态一(s5导通，s6关断)、模态二(s5关断，s6关断，s6中反并联的二极管导通)、模态三(s5关断，s6关断)，分别如图3a、3b、3c所示。
[0105]
结合图4a，buck工作模式的模态一(t
0-t1)中，解耦单元动力学方程为：
[0106][0107]
模态二(t
1-t2)中，解耦单元动力学方程为：
[0108][0109]
模态三(t
2-t3)中，解耦单元动力学方程为：
[0110][0111]
其中，在上述表达式中，ld表示解耦电感的电感值，id表示解耦电感的电流，v
dc
表示单相ac-dc变换器的输出电容两端的输出电压，vd表示解耦电容两端的电压，cd表示解耦电容的电容值。
[0112]
根据伏秒平衡原理(伏秒平衡原理是指开关电源稳定工作状态下，加在电感两端的电压乘以导通时间等于关断时刻电感两端电压乘以关断时间，或指在稳态工作的开关电源中电感两端的正伏秒值等于负伏秒值。在一个周期t内，电感电压对时间的积分为0)，每个开关周期t
sw
内，解耦电感电流平均值可以通过对上述方程求解获得，结果如下：
[0113][0114]
其中，d5表示用于控制第一开关管的pwm驱动信号的占空比，τ＝2ld/t
sw
，ld表示解耦单元的解耦电感的电感值，t
sw
表示解耦单元的开关管的开关周期。
[0115]
因此buck工作模式下，解耦单元状态空间平均方程可表示为：
[0116][0117]
在boost工作模式下，第一开关管s5根据计算得到的占空比d5保持关断，第二开关
管s6根据计算得到的占空比d6高频动作，解耦电感ld工作在断续(dcm)模式下，解耦单元共有三个工作模态，即模态i(s5关断，s6导通)、模态ii(s5关断，s5中反并联的二极管导通，s6关断)、模态iii(s5关断，s6关断)，分别如图5a、5b、5c所示。
[0118]
结合图4b，模态i(t
0-t1)中，解耦单元动力学方程为：
[0119][0120]
模态ii(t
1-t2)中，解耦单元动力学方程为：
[0121][0122]
模态iii(t
2-t3)中，解耦单元动力学方程为：
[0123][0124]
根据伏秒平衡原理，每个开关周期t
sw
内，解耦电感电流平均值可由上式解得：
[0125][0126]
因此boost工作模式下，解耦单元状态空间平均方程可表示为：
[0127][0128]
其中，τ＝2ld/t
sw
，ld表示解耦单元的解耦电感的电感值，t
sw
表示解耦单元的开关管的开关周期。
[0129]
根据buck和boost工作模式下的解耦单元状态空间平均方程，可以求解出控制所需实际占空比。
[0130]
具体的，buck工作模式下的控制所需实际占空比为:
[0131][0132]
boost工作模式下的控制所需实际占空比为:
[0133][0134]
显然，上式中ih、vd是解耦单元需要额外采样的变量。为了减少传感器的使用，本技术提出使用电流参考值i
href
、电压参考值v
dref
代替上述变量。为保证解耦单元稳定、正常
工作，即解耦电容电压稳定、吸收/补偿二次纹波功率。
[0135]
具体的，buck工作模式下，占空比方法计算如下式所示：
[0136][0137]
boost工作模式下，占空比方法计算如下式所示：
[0138][0139]
根据李亚普诺夫(lyapunov)稳定性理论，系统稳定性可以通过研究标量能量函数来确定，该函数通常被称为李亚普诺夫函数v(x)。在lyapunov直接法的基础上，如果v(x)满足v(0)＝0；对于任意x≠0，v(x)》0；当||x||
→
∞时，v(x)
→
∞；对于任意x≠0，那么系统是全局渐近稳定的。
[0140]
具体的，在本技术的实施例中，选择如下lyapunov方程：
[0141]
v(e)＝0.5cde2[0142]
其中e＝v
d-v
dref
，显然，v(e)满足上述(v(0)＝0；对于任意x≠0，v(x)》0；当||x||
→
∞时，v(x)
→
∞)条件，对该lyapunov方程求导，得到：
[0143][0144]
当解耦单元工作在buck模式时，根据dcm模式下的解耦单元电路动力学方程，cde的导数满足：
[0145][0146]
将已求得的控制所需实际占空比表达式中的d5代入上式，得到：
[0147][0148]
此时，设计v
dref
满足：
[0149][0150]
则可得到
[0151][0152]
其中
[0153][0154]
对于buck型电路，v
dref
只能选择在0和v
dc
之间，且此模式下i
href
应为正，那么α将是一个正值，满足上述条件(对于任意x≠0，v(x)》0)。因此，解耦电容cd两端的电压vd渐进地跟踪其参考信号v
dref
。
[0155]
当解耦单元工作在boost模式时，分析与上述流程一致，同样地，设计v
dref
满足：
[0156][0157]
则cde的导数满足：
[0158][0159]
其中
[0160][0161]
对于boost型电路，i
href
应为负，所以α仍是一个正值，依然满足上述条件(对于任意x≠0，v(x)》0)。
[0162]
可见，在正确设计v
dref
和i
href
的情况下，解耦电容cd两端的电压vd渐进地跟踪其参考信号v
dref
，系统具有良好的稳定性。
[0163]
结合步骤11中的二次纹波功率的分析，解耦单元应处理二倍频谐波电流，避免其涌入负载，因此，将i
href
设计为：将该式代入v
dref
的设计表达式，得到：求解该微分方程，得到v
dref
的表达式为：
[0164]
需要说明的是，当单相全桥整流器为单相ac-dc变换器的其他拓扑结构时，系统稳定性也可通过lyapunov稳定性理论证明。
[0165]
即，通过本技术提供的利用i
href
和v
dref
对解耦单元进行控制的方法，能在减少传感器数量、确保系统稳定的条件下，对解耦单元进行控制。
[0166]
下面结合具体实施例对本技术提供的单相ac-dc变换器的解耦单元的控制装置进行示例性的说明。
[0167]
如图6所示，本技术的实施例提供了一种单相ac-dc变换器的解耦单元的控制装置，该单相ac-dc变换器的解耦单元的控制装置600包括：
[0168]
采集模块601，用于采集单相ac-dc变换器交流侧的输入电压、电感电流，以及单相ac-dc变换器的输出电容两端的输出电压；
[0169]
生成模块602，用于根据输入电压、电感电流和输出电压，生成用于控制解耦单元的开关管的pwm驱动信号；
[0170]
控制模块603，用于将pwm驱动信号输出至解耦单元的开关管的栅极，控制开关管的通断。
[0171]
需要说明的是，上述装置/单元之间的信息交互、执行过程等内容，由于与本技术方法实施例基于同一构思，其具体功能及带来的技术效果，具体可参见方法实施例部分，此处不再赘述。
[0172]
如图7所示，本技术的实施例提供了一种终端设备，该实施例的终端设备d10包括：至少一个处理器d100(图7中仅示出一个处理器)、存储器d101以及存储在所述存储器d101中并可在所述至少一个处理器d100上运行的计算机程序d102，所述处理器d100执行所述计算机程序d102时实现上述任意各个方法实施例中的步骤。
[0173]
具体的，所述处理器d100执行所述计算机程序d102时，通过采集单相ac-dc变换器交流侧的输入电压、电感电流，以及单相ac-dc变换器的输出电容两端的输出电压，便能生成用于控制解耦单元的开关管的pwm驱动信号，对解耦单元的开关管的通断进行控制。其中，由于对单相ac-dc变换器的开关管的控制也是通过采集单相ac-dc变换器交流侧的输入电压、电感电流，以及单相ac-dc变换器的输出电容两端的输出电压实现的，因此本技术的控制方法不需要额外增加传感器，而是直接利用对单相ac-dc变换器的开关管进行控制时采集的输入电压、电感电流和输出电压便能实现对解耦单元的控制，进而减少了经济、体积成本，提升了单相ac-dc变换器的系统可靠性。
[0174]
所称处理器d100可以是中央处理单元(cpu，central processing unit)，该处理器d100还可以是其他通用处理器、数字信号处理器(dsp，digital signal processor)、专用集成电路(asic，application specific integrated circuit)、现成可编程门阵列(fpga，field-programmable gate array)或者其他可编程逻辑器件、分立门或者晶体管逻辑器件、分立硬件组件等。通用处理器可以是微处理器或者该处理器也可以是任何常规的处理器等。
[0175]
所述存储器d101在一些实施例中可以是所述终端设备d10的内部存储单元，例如终端设备d10的硬盘或内存。所述存储器d101在另一些实施例中也可以是所述终端设备d10的外部存储设备，例如所述终端设备d10上配备的插接式硬盘，智能存储卡(smc，smart media card)，安全数字(sd，secure digital)卡，闪存卡(flash card)等。进一步地，所述存储器d101还可以既包括所述终端设备d10的内部存储单元也包括外部存储设备。所述存储器d101用于存储操作系统、应用程序、引导装载程序(bootloader)、数据以及其他程序等，例如所述计算机程序的程序代码等。所述存储器d101还可以用于暂时地存储已经输出或者将要输出的数据。
[0176]
所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为了描述的方便和简洁，仅以上述各功能单元、模块的划分进行举例说明，实际应用中，可以根据需要而将上述功能分配由不同的功能单元、模块完成，即将所述装置的内部结构划分成不同的功能单元或模块，以完成以上描述的全部或者部分功能。实施例中的各功能单元、模块可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中，上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能单元的形式实现。另外，各功能单元、模块的具体名称也只是为了便于相互区分，并不用于限制本技术的保护范围。上述系统中单元、模块的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。
[0177]
本技术实施例还提供了一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现可实现上述各个方法实施例中的步
骤。
[0178]
本技术实施例提供了一种计算机程序产品，当计算机程序产品在终端设备上运行时，使得终端设备执行时实现可实现上述各个方法实施例中的步骤。
[0179]
所述集成的单元如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本技术实现上述实施例方法中的全部或部分流程，可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，所述的计算机程序可存储于一计算机可读存储介质中，该计算机程序在被处理器执行时，可实现上述各个方法实施例的步骤。其中，所述计算机程序包括计算机程序代码，所述计算机程序代码可以为源代码形式、对象代码形式、可执行文件或某些中间形式等。所述计算机可读介质至少可以包括：能够将计算机程序代码携带到单相ac-dc变换器的解耦单元的控制方法装置/终端设备的任何实体或装置、记录介质、计算机存储器、只读存储器(rom，read-only memory)、随机存取存储器(ram，random access memory)、电载波信号、电信信号以及软件分发介质。例如u盘、移动硬盘、磁碟或者光盘等。在某些司法管辖区，根据立法和专利实践，计算机可读介质不可以是电载波信号和电信信号。
[0180]
在上述实施例中，对各个实施例的描述都各有侧重，某个实施例中没有详述或记载的部分，可以参见其它实施例的相关描述。
[0181]
本领域普通技术人员可以意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、或者计算机软件和电子硬件的结合来实现。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本技术的范围。
[0182]
在本技术所提供的实施例中，应该理解到，所揭露的装置/网络设备和方法，可以通过其它的方式实现。例如，以上所描述的装置/网络设备实施例仅仅是示意性的，例如，所述模块或单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通讯连接可以是通过一些接口，装置或单元的间接耦合或通讯连接，可以是电性，机械或其它的形式。
[0183]
所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。
[0184]
以上所述是本技术的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本技术所述原理的前提下，还可以作出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本技术的保护范围。

技术特征：

1.一种单相ac-dc变换器的解耦单元的控制方法，其特征在于，包括：采集单相ac-dc变换器交流侧的输入电压、电感电流，以及所述单相ac-dc变换器的输出电容两端的输出电压；根据所述输入电压、所述电感电流和所述输出电压，生成用于控制所述解耦单元的开关管的pwm驱动信号；将所述pwm驱动信号输出至所述解耦单元的开关管的栅极，控制所述开关管的通断。2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述根据所述输入电压、所述电感电流和所述输出电压，生成用于控制所述解耦单元的开关管的pwm驱动信号，包括：根据所述输入电压、所述电感电流和所述输出电压，获取用于计算占空比的电流参考值和电压参考值；所述占空比为用于控制所述解耦单元的开关管的pwm驱动信号的占空比；根据所述电流参考值和所述电压参考值，计算所述占空比；根据所述占空比生成用于控制所述解耦单元的开关管的pwm驱动信号。3.根据权利要求2所述的控制方法，其特征在于，所述根据所述输入电压、所述电感电流和所述输出电压，获取用于计算占空比的电流参考值和电压参考值，包括：通过公式计算所述电流参考值i
href
，其中，v
ac
表示所述输入电压的幅值，i
ac
表示所述电感电流的幅值，v
dc
表示所述输出电压，ω表示所述单相ac-dc变换器交流侧的电网频率，表示功率因素角，t表示时间；通过公式计算所述电压参考值v
dref
，其中，v
d0
表示预设的解耦电压平均值，c
d
表示所述解耦单元的解耦电容的电容值。4.根据权利要求3所述的控制方法，其特征在于，所述根据所述电流参考值和所述电压参考值，计算所述占空比，包括：根据所述电流参考值，确定所述解耦单元的工作模式；根据所述解耦单元的工作模式、所述电流参考值和所述电压参考值，计算所述占空比。5.根据权利要求4所述的控制方法，其特征在于，所述根据所述电流参考值，确定所述解耦单元的工作模式，包括：当所述电压参考值大于0时，确定所述解耦单元的工作模式为buck模式；当所述电压参考值小于0时，确定所述解耦单元的工作模式为boost模式。6.根据权利要求5所述的控制方法，其特征在于，所述解耦单元的开关管包括第一开关管和第二开关管，所述占空比包括用于控制所述第一开关管的pwm驱动信号的占空比，以及用于控制所述第二开关管的pwm驱动信号的占空比；所述根据所述解耦单元的工作模式、所述电流参考值和所述电压参考值，计算所述占空比，包括：当所述解耦单元的工作模式为buck模式时，通过公式
计算所述占空比，其中，d5表示用于控制所述第一开关管的pwm驱动信号的占空比，d6表示用于控制所述第二开关管的pwm驱动信号的占空比，τ＝2l
d
/t
sw
，l
d
表示所述解耦单元的解耦电感的电感值，t
sw
表示所述解耦单元的开关管的开关周期；当所述解耦单元的工作模式为boost模式时，通过公式计算所述占空比。7.根据权利要求6所述的控制方法，其特征在于，所述根据所述占空比生成用于控制所述解耦单元的开关管的pwm驱动信号，包括：根据用于控制所述第一开关管的pwm驱动信号的占空比，生成用于控制所述第一开关管的pwm驱动信号；根据用于控制所述第二开关管的pwm驱动信号的占空比，生成用于控制所述第二开关管的pwm驱动信号。8.一种单相ac-dc变换器的解耦单元的控制装置，其特征在于，包括：采集模块，用于采集单相ac-dc变换器交流侧的输入电压、电感电流，以及所述单相ac-dc变换器的输出电容两端的输出电压；生成模块，用于根据所述输入电压、所述电感电流和所述输出电压，生成用于控制所述解耦单元的开关管的pwm驱动信号；控制模块，用于将所述pwm驱动信号输出至所述解耦单元的开关管的栅极，控制所述开关管的通断。9.一种终端设备，包括存储器、处理器以及存储在所述存储器中并可在所述处理器上运行的计算机程序，其特征在于，所述处理器执行所述计算机程序时实现如权利要求1至7任一项所述的单相ac-dc变换器的解耦单元的控制方法。10.一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质存储有计算机程序，其特征在于，所述计算机程序被处理器执行时实现如权利要求1至7任一项所述的单相ac-dc变换器的解耦单元的控制方法。

技术总结

本申请适用于变换器技术领域，提供了一种单相AC-DC变换器的解耦单元的控制方法及相关设备，该控制方法包括：采集单相AC-DC变换器交流侧的输入电压、电感电流，以及单相AC-DC变换器的输出电容两端的输出电压；根据输入电压、电感电流和输出电压，生成用于控制解耦单元的开关管的PWM驱动信号；将PWM驱动信号输出至解耦单元的开关管的栅极，控制开关管的通断。本申请能在不需要增加额外传感器的情况下，实现对解耦单元的控制。对解耦单元的控制。对解耦单元的控制。