文章编号:100423365(2002)0120054204
麦日锋，俞 军，程君侠，章倩苓
(复旦大学 A S I C与系统国家重点实验室，上海 200433)
摘 要: 提出了一种易于集成的Ξ0 Q正交调节二阶带通滤波器(B PF)。详细分析了实现正交调节的原理、灵敏度等。采用上海贝岭4Λm双极工艺，实现了一个Ξ0=2Πf0=2Π×40kH z的二阶带通滤波器电路。通过调节外围电阻，可方便地实现f0从25kH z～70kH z的调整。该电路还可以用全C M O S工艺来实现。该滤波器可广泛应用于红外抄表系统的接收前端。 关键词: 模拟集成电路；带通滤波器；正交调节；红外接收
中图分类号: TN431.1;TN713+.5文献标识码: A
D esign and I m plem en ta tion of a Second-Order Bandpa ss
F ilter for I nfrared Rece iver
M A I R i2feng,YU Jun,CH EN G Jun2x ia,ZHAN G Q ian2ling
(S tate K ey L ab1A S IC&S y ste m s,F ud an U niversity,S hang hai200433,P1R1Ch ina)
Abstract: A n easily in tegrated bandpass filter(BPF)w ith(Ξ0 Q)o rthogonal modificati on is addressed1T heo2 ry of operati on of the BPF is analyzed in detail1A second o rder BPF w ithΞ0=2Πf0=2Π×40kH z,i m p lem en ted in Belling’s4Λm b i po lar p rocess,is exemp lified1T h is BPF is u sefu l fo r infrared receiver(I R)app licati on s1
Key words: A nalog I C;Bandpass filter;O rthogonal modificati on;Infrared receiver
EEACC: 1270
1 引 言
在目前的电能计量抄表系统中，采用红外抄表
均要使用红外接收预放电路。带通滤波器是该接收
器的主要部件，它负责将来自红外发送器的调制信
号进行解调，取出载波信号后，送至检波器、积分器
和比较器，输出被调制的数字信号。该滤波器必须正
交可调，以满足使用不同载波频率的系统，同时，中
心频率Ξ0和Q值必须具有低灵敏度的特点，不易
被寄生参数影响，参数y对x的灵敏度定义如(1)
式所示。
S y x=x
y d y
d x
(1)
一般来说，采用单个运放和一些无源元件，通常无法实现低灵敏度以及中心频率Ξ0和Q值正交调节的
两阶标准形式。如(2)式的带通滤波器，必须采用两个运放的电路结构形式，通过简单的电路结构调整，设计出易于集成的二阶带通滤波器，并应用于红外接收器产品中。 H(s)=
H0
Ξ0
Q
s
s2+
Ξ0
Q
s+Ξ20
(2)式中,H0是通带增益。
2 基于O TA结构的B PF设计原理
211 OTA电路结构
图1为跨导放大器(O TA)的示意图。图中,V+、V-分别为O TA的输入端,i out为其输出电流,G m为跨导。其中，满足关系:
i out=G m(V+-V-)(3)
由于电路的输出受输入电压大小的控制，且输出为电流信号，故又称之为电压控制电流源 第32卷第1期2002年2月
微电子学
M icroelectron ics
V o l132,№1
Feb12002
收稿日期:2001202205; 定稿日期:2001204205
(V CCS )结构电路
。
图1 理想O TA
电路结构模型
图2 基于O TA 的二阶标准带通滤波器
理想条件下，认为O TA 的输入和输出阻抗均为无穷大。考虑如图2所示的常规二阶标准形式的带通滤波器电路，该电路的设计是先通过高通滤波器确定B PF 的通带下限截止频率f L ，然后，由低通滤波器确定其上限截止频率f H ，从而实现带通特性的。由节点A 、B 、C 的电压方程:
V A (s )
R 3
+G m V out (s )=sC 1(V in
(s )-V A (s ))(4)
V B (s )R 1=V out (s )
R 1+R 2
(5)V out (s )
R 1+R 2
+sC 2V out (s )=G m (V A (s )-V B (s ))
(6
)
图3 带通滤波器改进电路之一
可得B PF 的传输函数H (s )=V out (s ) V in (s )为:
H (s )=
G m
C 2
s s 2
+(
1R 3C 1+
1+G m R 1
(R 1+R 2)C 2)s +
G 2m C 1C 2+
1+G m R 1
R 3(R 1+R 2)C 1C 2
(7)
它与二阶带通滤波器的标准形式(2)式相一致，但(7)式过于复杂，不利于中心频率Ξ0和Q 值的独立调整，考虑图3电路的改进方案。
212 采用电容分压形式输入的电路结构爬梯电动轮椅
由于R 3支路的存在,R 3又不可能很大，因此，使电流反馈程度减弱，传输效率降低，滤波效果较差。若换R 3为C 3，且令C 3=C 1，如图3所示，则以同样的分析方法，并假设G m R 1µ1(通常可满足)，得到B PF 的传输函数H (s )为:
H (s )=(1+
C 3C 1)G m
C 2
s s 2
+G m R 1(R 1+R 2)C 2s +
G 2
m C 1C 2
(8)此时,B PF 的中心频率Ξ0、Q 值和通带增益H 0
分别为:
Ξ0=
G m
C 1C 2
,Q =(1+
R 2
R 2)C 2
C 1
,H 0=(1+C 3C 1)(1+R 2
R 1
)(9)特别地，当C 1=C 2=C 时,Ξ0和Q 值的表达式
更是简化为:
Ξ0=
G m C ,Q =(1+
R 2
R 1
)(10)由(10)式可见,Ξ0和Q 值的调整相互独立，互
不相关。另一方面，对于需要较高Q 值的B PF 来说，唯一的方法是增大R 2与R 1的比值，但随着Q 值的升高，通带增益H 0将以Q 值的(1+C 3 C 1)倍数增大，过高的通带增益对O TA 的输出摆幅范围提出更高的要求，同时，在红外信号的检测应用中也容易产生误触发。因此，应避免通带增益以Q 值的(1+
C 3 C 1)倍数增大。
最简单的方法是加深反馈作用，即可通过断开图2中R 3支路(如图4所示)，使电流完全馈入输入端来实现。此时,B PF 的传输函数H (s )为(11)式所示(同样，假设GR 1µ1)，容易求得Ξ0、Q 值、H 0的表达式，即(12)式。可见，通带增益H 0与Q 值的表达式一样，通带增益不再以Q 值的(1+C 3 C 1)倍数变化，同时,Ξ0也保持不变。整个电路的结构更加简单和紧凑。
H (s )=G m
C 2
s s 2
+G m R 1(R 1+R 2)C 2s +
G 2
m C 1C 2
(11)
Ξ0=
G m C ,Q =H 0=1+R 2
R 1
(12)
各参数(Q 、H 0、Ξ0)对R 1和R 2的灵敏度分析结
果如下:
S Q
R 1=S H
0R 1=
1
Q
-1,S Q
R 2=S H
0R 2=1-
1
Q
光模块安装
,S Ξ0C =-1伦琴射线管
(13)
将(11)式和(12)式分别与(8)式和(9)式相比，不难发现，这种基于O TA 结构的B PF 具有更好的性能指标。特别地，当H 0≈1时，电路的Q 值参数和
Hsofa燃烧器
参数将获得极低的灵敏度
。
图4 带通滤波器改进电路之二
213 “无条件”Ξ0 Q 正交调节电路结构
从以上分析发现，要获得(12)式的结果都必须满足条件:G m R 1µ1。如，当R 1取10k 8时,G m 必须大于1m S 以上，要获得高的中心频率Ξ0，就需要较小的电容值，但电容过小将使集成电路中的寄生电容起主要作用，这将给设计带来一定的困难。因此，要达到“无条件”Ξ0 Q 正交调节，必须进一步改进电路形式。设想在O TA 的输出端增加一个网络K (s )(如图5所示)，并使K (s )的输出电压电流与输入电
压电流分别满足:
K V (s )=V 2(s )
V 1(s )=1(14) K I (s )=I 2(s )
I 1(s
)=K
(15)
式中,K µ1。
根据图5所示的电路图，重新列出节点C 的电压电流关系，见(16)式。容易得到H (s )，见(17)式。显然，只需满足G m R 1µ1 K ，即可得到与(12)、
(13)式一样的结果，而现在对G m 或R 1的要求宽松得多了，可满足大范围Ξ0 Q 正交调节的设计要求，即具有近乎“无条件”的特性，这将给设计带来更大的灵活性
。
图5
带通滤波器改进电路之三
图6 K (s )等效模型
1K V out (s )
R 1+R 2
+sC 2V out (s )=G m (V A (s )-V B (s ))
(16)
H (s )=G m
C 2
s s 2
+1 K +G m R 1(R 1+R 2)C 2s +
G 2
m C 1C 2
(17)
下面的问题是如何设计网络K (s )了。射极跟随器具有电压增益为1、电流增益为Β倍的特点，因此，可以直接采用射极跟随器来构成网络，如图7所示。为进一步提高K 值，可采用复合管的结构，如图8所示
。
图7
射极跟随器
图8 复合管跟随器
3 基于O TA 结构的B PF 设计实现
作为实例，我们设计了一个双极型中心频率为40kH z 、通带增益H 0为20dB 、-3dB 带宽为3～4kH z 的B PF 电路。其中，中心频率的可调性仅由外部电阻R ext 来实现，具体设计过程如下。311 OTA 电路单元设计
图9为O TA 具体电路，采用两级的差分电路形式，合理分配跨导G m 的大小，使得电容值容易集成，以满足中心频率Ξ0的要求。此时,
G m =r e1r e1+R E ・
1
2r e6
式中,r e6=
52mV
I EE2
,r el =
52mV
I EE1
，分别为T 6和T 1
的发射极电阻。由(12)式知，可通过改变I EE2来改变
G m ，从而达到Ξ0可调的目的。I EE2的可调性可通过改变偏置电路的电阻R ext 阻值来实现(I EE2=
V cc -2V be
16.8k+R ext
由偏置电路决定，图5中没给出相应的
偏置电路,I EE1≈110ΛA )。312 工艺设计
采用上海贝岭4Λm 双层铝双极型工艺实现该电路。考虑工艺的兼容性,PN P 管采用可与N PN 管基区一起扩散，形成集电区和发射区的横向结构；电阻为扩散电阻，阻值为1k 8 □；电容的制作采用类似于M O S 电容的结构，下极板与N PN 的发射区扩散一起形成，增加一层电容光刻版，电容窗口内氧化层由Si O 2和Si 3N 4共同构成，作为电容的介质层,
其单位面积的电容值为10p F 10000Λm 2
。
图9 O TA 电路单元
313 模拟与测试结果
对图5，取R 1=3k 8,R 2=33k 8,C 1=C 2≈24
p F ,R E =10k 8,R ext =200k 8，其模拟结果如图10
所示。样片测试从30kH z 至50kH z 进行扫描，得到的频率响应曲线示于图11，改变R ext 可进一步测得中心频率f 0=Ξ0 2Π的转移曲线，如图12所示
。
图10
带通滤波器模拟结果
图11 带通滤波器测试结果(R ext =200k 8
)
图12 中心频率f 0与R ext 的关系
4 讨 论
实际测试结果与模拟结果的差异是由寄生电容造成的。由于器件模型中对结电容的提取不够准确，实际设计时的电容值很难保证；另一方面，该电容的氧化层厚度控制不好也会造成Ξ0偏离理论值。因此，在实际生产中，对工艺参数T ox 的控制显得特别重要。在红外检测应用中，对Ξ0留有足够的余量，如40kH z ±2kH z ，因此，本设计可以方便地达到要求。
事实上，红外接收系统主要是C M O S 电路，因
此，改变成C M O S 型的带通滤波器设计更有实际意
义。同样，对图5而言，关键在于产生网络K (s )，利用第二代电流传送器[1](CC II )可方便地实现电流传送
(下转第61页)
表2 小信号交流分析
V c m V A DC dB f M H z
06316318
01263183174
01463193177
016643185
01864123191
164133186
11264143187
11464143186
11664143176读日志
11864113162
263193138
2126412316
21464133176
21664133181
21864133178
364133176
表2列出运算放大器电路的小信号交流特性。
V c m是运算放大器的输入共模电压,A DC是电路的直流增益,f是运算放大器的单位增益带宽。在整个电源范围内，运算放大器的直流增益和单位增益带宽均保持基本不变。
5 结 论
许多现有的C M O S模拟单元，由于其设计是基于较高电源电压，随着电源电压减小至3V，它们的工作范围大大减小。传统的C M O S运算放大器单元也受到这种变化的影响，为了扩大C M O S运算放大器的工作范围，必须进一步发展C M O S运算放大器的设计技术。
本文给出了一种运算放大器结构，在3V电源电压下，输入共模电压在0～3V内，由于设计的结构使得
运算放大器的跨导在共模输入范围内基本保持不变。采用016Λm工艺库sp ice验证的结果表明，该电路性能较好，可在模拟电路设计和混合信号VL S I设计中广泛应用。
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作者简介
: 周 震(1976—)，男
(汉族)，江苏省南京市人，硕士研究
生,1999年毕业于东南大学无线电
工程系，主要从事低压低功耗
C M O S模拟集成电路、通信用模拟
集成电路等方面的研究工作。
(上接第57页)
功能,(18)式为其端口特性方程:
i y
v x
i z
=
000
100
0±K0
v y
i x
v z
(18)
式中,K为电流放大倍数,K I(s)=i z
(s)
i x(s)
=K,K V(s)
=
v z(s)
v x(s)
=
v y(s)
v x(s)
=1，只要取y端口与z端口短接即
可。对于实现C M O S型O TA，则是相当成熟的技
术，因此，本设计方案也能直接用C M O S工艺实现,
将在下一代产品中完成。
参考文献:
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T heo ry,1970;17(2):113221134.
作者简介: 麦日锋(1971—)，男
(汉族)，硕士研究生,1993年毕业
于复旦大学电子工程系生物医学电
子专业，主要研究和设计的项目包
括：高精度(17位)过采样22∃A D
转换器、开关电容滤波器、连续滤波
器、锁相环、电压频率转换器、
C M O S和B i C M O S模拟集成电路。
第1期周 震等：一种3V C M O S恒跨导运算放大器的设计61
