一种抗噪声的卫星通信测距一体化测相方法

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1.本发明属于通信技术领域，更进一步涉及卫星通信技术领域中的一种抗噪声的卫星通信测距一体化测相方法。本发明可用于卫星间的通信与位移测量互相结合时的相位测量。

背景技术：

2.在卫星通信与位移测量互相结合的情况下，通信与位移测量共用一束信号光，导致通信的信号调制对位移测量时的相位测量造成严重干扰，同时受空间中噪声的影响，使得相位测量精度变低，无法进行高精度的位移测量。目前的通信测距一体化系统中的相位测量方法解决了通信的信号调制对位移测量位移测量时的相位测量造成严重干扰的问题。但是还存在以下两点不足，第一，过多的消耗可编程逻辑门阵列中的逻辑资源；第二，空间中存在很多噪声会导致相位测量的精度下降，而目前的测相方法无法有效的抑制空间中的噪声。
3.西安电子科技大学在其申请的专利文献“基于外差干涉测量系统的通信测距一体化目标位移测量方法”(申请号：202211032874.6，申请日：2022.08.26)中提出了一种卫星通信测距一体化测相方法。该方法将外差干涉通信测距一体化光学系统得到的参考端和测量端两路电信号分别与可编程逻辑门阵列内部提前设置好的正余弦信号进行混频得到四路混频信号；将四路混频信号经过低通滤波器滤除和频项得到四路差频信号，将这四路正余弦信号进行平方后相减以及混频操作得到两路正余弦信号，利用这两路信号通过反正切运算便可算出相位。该方法虽然可以抑制通信的信号调制对位移测量时的相位测量的干扰。但是，该方法仍然存在的不足之处是，第一，在解决通信的信号调制对位移测量时的相位测量的干扰问题时，由于对四路正余弦信号进行平方后相减和混频操作使得可编程逻辑门阵列中资源消耗过多；第二，该方法无法有效抑制噪声对相位测量造成的测相精度的影响，在50db信噪比情况下相比于无噪声情况下，相位测量的精度会下降一个数量级，信噪比越低，精度下降越严重，当信噪比过低时，甚至无法完成相位测量。

技术实现要素：

4.本发明的目的在于针对上述已有技术的不足，提供一种抗噪声的卫星通信测距一体化测相方法，以解决可编程逻辑门阵列中的逻辑资源消耗过多的问题和无法有效抑制空间中的噪声的问题。
5.实现本发明目的的具体思路是：本发明将外差干涉通信测距一体化光学系统得到的参考端和测量端两路电信号分别进行平方操作，得到两路平方后的信号，因为通信采用二进制相移键控bpsk调制方式，使信号发生180度的相变，而平方操作会消除180度的相变影响，所以通过平方操作便可以抑制通信的信号调制对位移测量中测相的干扰问题；将两路平方后的信号分别与可编程逻辑门阵列内部编程产生的正余弦信号进行混频，得到四路正余弦混频信号；将两路正弦混频信号分别作为虚部，两路余弦混频信号分别作为实部构
成两路复指数信号；将两路复指数信号通过全相位fft算法解算两路复指数信号中差频信号相位，因为全相位fft算法通过将信号从时域转到频域，在频域中有用信号幅值明显高于噪声的幅值，所以可以很好的区分噪声和有用信号，从而有效抑制空间中的噪声；最后将两路差频信号相位相减完成相位的测量。
6.实现本发明目的的方法，包括如下步骤：
7.步骤1，将外差干涉通信测距一体化光学系统输出的参考端电信号和测量端电信号分别在fpga内部进行平方操作，得到两路平方后的信号；
8.步骤2，通过fpga产生两路正交信号，并将该两路正交信号分别与两路平方后的信号进行混频，得到四路混频信号sina、cosa、sinb和cosb；
9.步骤3，产生两路复指数信号ea和eb；
10.步骤4，通过全相位fft算法，分别计算复指数信号ea和eb中的差频信号的瞬时相位和
11.步骤5，将瞬时相位和做差，得到包含目标位移信息的相位
12.本发明与现有技术相比具有以下优点：
13.第一，由于本发明通过全相位fft算法计算差频信号的瞬时相位，克服了现有技术中无法有效抑制噪声的问题。使得采用本发明可以在50db信噪比下，实现2
×
10-4
rad的测相精度。
14.第二，由于本发明在可编程逻辑门阵列内部对外差干涉通信测距一体化光学系统输出的参考端电信号和测量端电信号进行平方操作，克服了现有技术中过多的消耗可编程逻辑门阵列中的逻辑资源。使得采用本发明可以抑制通信的信号调制对位移测量中的测相的严重干扰的基础上，减少可编程逻辑门阵列中的逻辑资源的使用。
附图说明
15.图1是本发明实施例的外差干涉通信测距一体化系统的示意图；
16.图2是本发明方法的流程图；
17.图3是本发明方法和现有方法实现通信测距一体化的测相精度图，其中，图3(a)为现有方法实现通信测距一体化的测相精度图，图3(b)为本发明方法实现通信测距一体化的测相精度图。
具体实施方式
18.下面结合附图和实施例，对本发明实现的步骤做进一步地描述。
19.参照图1，对本发明实施例中的外差干涉通信测距一体化光学系统做进一步的描述。
20.本发明实施例中的外差干涉通信测距一体化光学系统中包括一台稳频激光器laser1、调制器mondulator、分光棱镜bs、参考偏振片pa1、偏振分光棱镜pbs、参考角反射镜pr、测量角反射镜pm、测量偏振片pa2、光电转换器件pt和可编程逻辑门阵列fpga，其中：
21.稳频激光器laser1，用于同时产生频率为f1和f2的正交偏振光e1(t)和e2(t)；
22.调制器mondulator，其位于稳频激光器laser1的右侧，用于将偏振光e1(t)和e2(t)作为载波通过二进制相移键控bpsk对基带数据d(t)进行调制；
23.分光棱镜bs，其位于稳频激光器laser1的右侧，用于将稳频激光器laser1射出的光束分成传播方向互相垂直的两束光，即参考端光束er和测量端光束em；
24.参考偏振片pa1，其位于分光棱镜bs的正下方，用于改变参考端光束er中偏振方向相互正交的两偏振光的的偏振方向，使其发生干涉；
25.偏振分光棱镜pbs，其位于分光棱镜bs的右侧，用于将测量端光束em分成传播方向互相垂直，且偏振方向互相垂直的两偏振光束e1(t)和e2(t)；
26.参考角反射镜pr，其位于偏振分光棱镜pbs的正上方，用于将偏振光束e1(t)反射回偏振分光棱镜pbs；
27.测量角反射镜pm，其位于偏振分光棱镜pbs的右面，并保持左右水平运动状态，用于将偏振光束e2(t)反射回偏振分光棱镜pbs；
28.测量偏振片pa2，其位于参考偏振片pa1的右侧，用于改变两个反射回偏振分光棱镜pbs光束的偏振方向，使其发生干涉；
29.光电转换器件pt，其位于参考偏振片pa1和测量偏振片pa2的下方，用于将将参考端和测量端干涉后的两光束转换成电信号；
30.可编程逻辑门阵列fpga，其与光电转换器件pt的输出信号连接，用于将光电转换后的电信号在fpga内部进行相位运算。
31.参照图2，对本发明实现的步骤做进一步地描述。
32.步骤1，产生混合光束e。
33.步骤1.1，通过稳频激光器laser1同时产生频率分别为f1和f2＝f1+10mhz的正交偏振光e1(t)和e2(t)：
34.e1(t)＝cos(2πf1t)
35.e2(t)＝cos(2πf2t)
36.其中，π表示圆周率，t表示外差干涉通信测距一体化光学系统输出的电信号在时域上的时刻；
37.步骤1.2，通过调制器mondulator，将正交偏振光e1(t)和e2(t)分别作为载波通过二进制相移键控bpsk对基带数据d(t)进行调制，得到调制后的光束e1′
(t)和e2′
(t)：
38.e1′
(t)＝dr(t)cos(2πf1t)
39.e2′
(t)＝dr(t)cos(2πf2t)
40.其中，dr(t)表示外差干涉通信测距一体化光学系统发送端的基带数据
41.步骤1.3，光束e1′
(t)和e2′
(t)由于传输方向相同会发生混合形成混合光束e。
42.步骤2，产生参考端电信号ir。
43.步骤2.1，将光束e通过分光棱镜bs传输的路径分为测量端和参考端，即将通过分光棱镜bs继续向前传输的混合光束er作为参考端，将通过分光棱镜bs发生反射后垂直向下传输的混合光束em作为测量端；
44.步骤2.2，将参考端混合光束er直接通过参考偏振片pa1进行干涉得到一条参考端干涉光束：er(t)＝dr(t)cos(2πf1t-2πf2t)；
45.步骤2.3，将得到的干涉光束er(t)再通过光电转换器件pt转换成参考端电信号ir，
表示如下：
46.ir＝dr(t)cos(wrt)
47.其中，wr＝2πf
1-2πf2为参考端电信号ir的角频率。
48.步骤3，产生测量端电信号im。
49.步骤3.1，将测量端混合光束em直射到偏振分光棱镜pbs，将频率分别为f1和f2的正交光束e1(t)和e2′
(t)分开；
50.步骤3.2，将频率为f1的光束e1(t)传输至固定不动的参考角反射镜pr，再反射回到偏振分光棱镜pbs；
51.步骤3.3，将频率为f2的光束e2′
(t)传输至可移动的测量角反射镜pm，得到频率变为f2±
δf的光束e3(t)：
52.e3(t)＝dm(t)cos(2π(f2±
δf)t)
53.其中，为多普勒频移影响产生的频差，v为测量角反射镜pm的移动速度，λ为稳频激光器发出激光的波长，两台稳频激光器发出的激光波长相同，dm(t)表示外差干涉通信测距一体化光学系统接收端的基带数据
54.步骤3.4，将光束e3(t)反射回偏振分光棱镜pbs，并将其与步骤3.2返回偏振分光棱镜pbs的光束e1(t)经过测量偏振片pa2进行干涉，得到一条测量端干涉光束：em(t)＝dm(t)cos(2πf1t-2π(f2±
δf)t)；
55.步骤3.5，将测量端干涉光束em(t)通过光电转换器件pt转换，得到测量端电信号im:
56.im＝dm(t)cos(wmt)
57.其中，wm＝2πf
1-2π(f2±
δf)为测量端电信号im的角频率。
58.步骤4，获得四路混频信号sina、cosa、sinb和cosb。
59.步骤4.1，将参考信号ir和测量信号im分别进行平方操作得到两路平方后信
60.号fr和fr分别表示如下：
[0061][0062][0063]
步骤4.2，通过fpga产生两路正交信号sin＝sin(w3t)和cos＝cos(w3t)，并将该两路正交信号分别与信号fr和fr进行混频，得到四路混频信号sina、cosa、sinb和cosb，分别表示如下：
[0064][0065][0066]
[0067][0068]
其中，w3为fpga内部产生的两路正交信号sin和cos的角频率，其值为20mhz；
[0069]
步骤5，利用全相位fft算法计算参考端瞬时相位
[0070]
步骤5.1，产生两路复指数信号ea和eb，分别表示如下：
[0071]
ea＝cosa+jsina
[0072]
eb＝cosb+jsinb
[0073]
其中，j表示复数中的虚部标识；
[0074]
步骤5.2，将长为2n-1的卷积窗分别对复指数信号ea和eb的第n个样点以及第n个样点前n-1个样点和后n-1个样点，共2n-1个样点进行加权，n表示全相位fft算法的采样点数；
[0075]
步骤5.3，将2n-1个加权后的样点中间隔为n的样点两两进行相加得到n个相加后的样点；
[0076]
步骤5.4，将n个相加后的样点进行快速傅里叶变换得到复指数信号ea和eb的全相位谱分析结果；
[0077]
步骤5.5，复指数信号ea和eb的全相位谱中都会出现三个峰值点，出最小频率的峰值点对应的相位值即为复指数信号ea和eb中差频信号的第n样点的瞬时相位值和分别表示如下：
[0078][0079][0080]
步骤6，计算相位
[0081]
将瞬时相位相位和瞬时相位相位做差，得到包含目标位移信息的相位表示如下：
[0082][0083]
本发明的效果可以通过下面的仿真得到进一步证明。
[0084]
1.仿真实验条件。
[0085]
本发明的仿真实验的软件平台为：windows 11操作系统和matlab r2019b。
[0086]
2.仿真内容与结果分析。
[0087]
本发明的仿真实验有两个。
[0088]
2.1仿真实验1是对外差干涉通信测距一体化系统的测相误差进行的仿真。
[0089]
本发明的仿真实验1设置参考端电信号fr的频率的10mhz，测量端电信号fm的频率的10.005mhz，对应测量角反射镜pm的运动速度为1.5mm/s，fpga内部产生的正余弦信号sin和cos频率设置为20mhz；设置采样率为100mhz，采样分辨率为10bit，信噪比为50db。
[0090]
本发明仿真实验1是采用一个现有技术，得到信噪比为50db情况下，取不同的采样点数来计算相位差时的相位测量误差，再将得到的相位测量误差与取不同的采样点数之间关系绘制成如图3(a)中所示的曲线。
[0091]
在仿真实验1中，采用的现有技术是指，西安电子科技大学在其申请的专利申请文献“基于外差干涉测量系统的通信测距一体化目标位移测量方法”(申请号：202211032874.6，申请日：2022.08.26)中提出了一种卫星通信测距一体化测相方法。
[0092]
2.2仿真实验2是对外差干涉通信测距一体化系统的测相误差进行的仿真。
[0093]
本发明的仿真实验2所使用的外差干涉通信测距一体化系统参数与仿真实验1相同。
[0094]
本发明仿真实验2是采用本发明的方法，得到信噪比为50db情况下，取不同的采样点数来计算相位差时的相位测量误差，再将得到的相位测量误差与取不同的采样点数之间关系绘制成如图3(b)中所示的曲线。
[0095]
下面结合图2的仿真图对本发明的效果做进一步的描述。
[0096]
图3(a)中的横坐标表示取不同的采样点数，单位为个，纵坐标表示相位测量误差，单位为弧度。其中，图3(a)中的线表示采用现有技术仿真得到的相位测量误差与取不同的采样点数之间关系。
[0097]
从图3(a)可以看出：现有的方法得到的测相误差跟取样点数没有关系，是随机误差。在50db信噪比的条件下，现有方法实现通信测距一体化的测相精度为2
×
10-3
rad。
[0098]
图3(b)中的横坐标表示取不同的采样点数，单位为个，纵坐标表示相位测量误差，单位为弧度。其中，图中的线表示采用本发明方法仿真得到的相位测量误差与取不同的采样点数之间关系。
[0099]
从图3中的(b)可以看出：本发明方法得到的测相误差跟取样点数没有关系，是随机误差。在50db信噪比的条件下，现有方法实现通信测距一体化的测相精度为2
×
10-4
rad。

技术特征：

1.一种抗噪声的卫星通信测距一体化测相方法，其特征在于，对外差干涉通信测距一体化光学系统输出的参考端和测量端电信号分别进行平方操作，通过全相位fft算法计算差频信号的瞬时相位；该方法的步骤包括如下：步骤1，将外差干涉通信测距一体化光学系统输出的参考端电信号和测量端电信号分别在fpga内部进行平方操作，得到两路平方后的信号f
r
和f
m
；步骤2，通过fpga产生两路正交信号，并将该两路正交信号分别与两路平方后的信号进行混频，得到四路混频信号sina、cosa、sinb和cosb；步骤3，产生两路复指数信号e
a
和e
b
；步骤4，通过全相位fft算法，分别计算复指数信号e
a
和e
b
中的差频信号的瞬时相位和步骤5，将瞬时相位和做差，得到包含目标位移信息的相位2.根据权利要求1所述的一种抗噪声的通信测距一体化测相方法，其特征在于，步骤1中所述两路平方后的信号f
r
和f
m
表示如下：表示如下：其中，w
r
和w
m
分别为参考端和测量端电信号的角频率，t表示外差干涉通信测距一体化光学系统输出的电信号在时域上的时刻，d
r
(t)和d
m
(t)分别表示外差干涉通信测距一体化光学系统发送端和接收端的基带数据，3.根据权利要求2所述的一种抗噪声的通信测距一体化测相方法，其特征在于，步骤2中所述的四路混频信号表示如下：中所述的四路混频信号表示如下：中所述的四路混频信号表示如下：中所述的四路混频信号表示如下：其中，w3为fpga内部产生的两路正交信号的角频率。4.根据权利要求1所述的一种抗噪声的通信测距一体化测相方法，其特征在于，步骤3中所述的两路复指数信号e
a
和e
b
分别表示如下：e
a
＝cosa+jsinae
b
＝cosb+jsinb其中，j表示复数中的虚部单位符号。5.根据权利要求3所述的一种抗噪声的通信测距一体化测相方法，其特征在于，步骤4
中所述全相位fft算法的步骤如下：第一步，将长为2n-1的卷积窗分别对复指数信号e
a
和e
b
的第n个样点以及第n个样点前n-1个样点和后n-1个样点，共2n-1个样点进行加权，n表示全相位fft算法的采样点数；第二步，将2n-1个加权后的样点中间隔为n的样点两两进行相加得到n个相加后的样点；第三步，将n个相加后的样点进行快速傅里叶变换得到复指数信号e
a
和e
b
的全相位谱分析结果；第四步，复指数信号e
a
和e
b
的全相位谱中都会出现三个峰值点，出最小频率的峰值点对应的相位值，即为复指数信号e
a
和e
b
中差频信号的第n样点的瞬时相位值和如下：下：其中，w
r
和w
m
分别为参考端和测量端电信号的角频率，w3为fpga内部产生的两路正交信号的角频率，t表示外差干涉通信测距一体化光学系统输出的电信号在时域上的时刻。

技术总结

一种抗噪声的通信测距一体化测相方法，其步骤为：将外差干涉通信测距一体化光学系统的参考端和测量端电信号生成两路平方后的信号；将两路平方后的信号分别与FPGA产生的正余弦信号进行混频，得到四路正余弦混频信号；将混频信号生成的两路复指数信号通过全相位FFT算法解算两路复指数信号中差频信号相位；将两路差频信号相位相减完成相位的测量。本发明解决FPGA中的逻辑资源消耗过多以及无法有效抑制空间噪声的问题，可以抑制通信的信号调制对位移测量中测相严重干扰的基础上，减少FPGA中的逻辑资源的使用，在50dB信噪比下实现2